開關電源其它元件的選擇

　　由于SC2618不需要反饋補償電路，故不需要設計補償網絡參數。整個電源所需要設計的參數只包括輸出電感、輸出電容、反饋分壓電阻、輸入電容、場效應管。

　　輸出電感L的選擇基于輸出DC和瞬態的要求。大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，但是在負載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長。小的電感值可得到低的直流損耗，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值Ip-p在輸出負載電流額定值的20％到30％之間。

　　以圖1的線路為例，Vin=12V，Vout=1.8V，Iout=3.5A，fosc=150KHz，計算出來的電感值是14.5μH．可選用市場上很容易采購到的15μH／5A表面貼電感。

　　輸出電容Cout

　　輸出電容應按照輸出電壓紋波和負載動態變化要求來選擇。輸出電感產生的紋波電流會在輸出電容串聯等效電阻(ESR)上產生輸出電壓紋波(VRIPPLE)。為了滿足輸出電壓紋波要求，輸出電容寄生串聯電阻(ESR)必須滿足下式：

　　以圖1為例,Vin=12V,Vout=1.8V,fosc=150KHz，L=15μH，VRIPPLE=60mV，那么計算出輸出電容串聯等效電阻(ESR)會在輸出負載電流變化時產生一個電壓變化值(VT)。為了滿足輸出電壓電壓變化值要求，輸出電容串聯等效電阻(ESR)必須同時滿足下式：

　　以圖1為例，如果輸出電壓動態變化值是輸出電壓值的10％(VT=10％×1.8V=180mV)，如果負載電流變化值是lA，所需要的輸出電容的ESR是180mΩ。為了同時滿足輸出電壓紋波和動態變化，應該選擇最小ESR的電容。所以，在本例中選用90mΩ，1000μF/16V電解電容。

　　反饋分壓電阻R6與R8

　　高端的反饋分壓電阻Rtop(R6)可在5KΩ~15KΩ之間選擇。低端的電阻值Rbot(R8)。最終經實驗調整為22.1KΩ。一般來講Rtop和Rbot應選用1％精密電阻。 輸入電容C1(Cin) 我們選擇1000μF，90mΩ電解電容。

　　PCB排版

　　同步降壓開關電源PCB排版(即線路板制作)是非常重要,它是關系到設計好的電源能否在系統上正常工作的關鍵。

　　正確的開關電源PCB排版需要設計人員對開關電源工作原理有一定的了解,特別是設計人員需要知道高頻交流電流的走線,并且能夠區分低信號控制電路部分和大功率元器件走線部分。

　　以圖1為例,將分成控制電路部分和功率電路部分兩部分；一般來講，電源的功率電路部分包括輸入電容(Cin)、輸出電容(COUT)、輸出電感(L)、場效應管(Ql／Q2)之間的連線用粗線走線(見圖3所示)；而控制電路部分包括PWM芯片，旁路電容，自舉電路，反饋電阻之間的連線用細線走線。

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圖3　為圖2中功率電路部份的電流和電壓波形

　　圖3顯示功率電路部分的電流和電壓波形圖。可以看到高頻率交流電流會周旋在由場效應管和輸入電容所組成的回路中。所以此回路中元器件之間的PCB走線要短而且要寬。此回路截面積要越小越好。小回路面積將大大地減小EMI噪聲并產生一個比較安靜的功率地。安靜的功率地會使場效應管的柵極驅動電壓波形非常干凈。CIN可用大容量電解電容和小容量瓷片電容并聯，并要靠近場效應管。如果高頻交流電流的回路面積很大，就會在回路的內部和外部產生很大的電磁千擾(EMl)。如果同樣的高頻交流電流的回路面積設計得非常小，回路內部和外部的電磁場互相抵銷，整個電路會變得非常安靜。

　　高端場效應管(Q2)的源極，低端場效應管(Q1)的漏極和輸出電感(L)之間的連接點應該是一整塊銅片焊盤。由于這連接點上的電壓是高頻和交流，Q1和Q2和L要靠得非常近。雖然輸出電感和輸出電容之間的走線沒有高頻交流電流,但寬的走線可以降低直流阻抗的損耗提高電源的效率。
控制線路應放置在功率電路的邊上.控制電路絕對不能放在高頻交流回路的中間。旁路電容要盡量靠近芯片的Vcc和地。芯片的場效應管驅動輸出不要離開場效應管太遠。反饋分壓電阻最好也放置在芯片附近。

　　結語

　　通過對低價簡易PWM控制芯片SC2618在開關電源上的應用與PCB板排版的分折,可以看到當今新一代消費類電子產品電源開發與應用可以大為簡化,非但省力省物力而且大大提高了系統的可靠性,此類直流開關電源具有較高的性價比。

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