???? 牽涉到開關電源技術設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，應廣大網友迫切要求，電子發燒友推出開關電源設計整合系列和工程師們一起分享，請各位繼續關注后續章節。

???? 一、開關電源EMI的一些設計經驗

　　開關電源的EMI干擾源集中體現在功率開關管、整流二極管、高頻變壓器等，外部環境對開關電源的干擾主要來自電網的抖動、雷擊、外界輻射等。

　　1.開關電源的EMI源

　　開關電源的EMI干擾源集中體現在功率開關管、整流二極管、高頻變壓器等，外部環境對開關電源的干擾主要來自電網的抖動、雷擊、外界輻射等。

　　(1)功率開關管

　　功率開關管工作在On-Off快速循環轉換的狀態，dv/dt和di/dt都在急劇變換，因此，功率開關管既是電場耦合的主要干擾源，也是磁場耦合的主要干擾源。

　　(2)高頻變壓器

　　高頻變壓器的EMI來源集中體現在漏感對應的di/dt快速循環變換，因此高頻變壓器是磁場耦合的重要干擾源。

　　(3)整流二極管

　　整流二極管的EMI來源集中體現在反向恢復特性上，反向恢復電流的斷續點會在電感(引線電感、雜散電感等)產生高 dv/dt，從而導致強電磁干擾。

　　(4)PCB

　　準確的說，PCB是上述干擾源的耦合通道，PCB的優劣，直接對應著對上 述EMI源抑制的好壞。

　　2.開關電源EMI傳輸通道分類

　　(一). 傳導干擾的傳輸通道

　　(1)容性耦合

　　(2)感性耦合

　　(3)電阻耦合

　　a.公共電源內阻產生的電阻傳導耦合

　　b.公共地線阻抗產生的 電阻傳導耦合

　　c.公共線路阻抗產生的電阻傳導耦合

　　(二). 輻射干擾的傳輸通道

　　(1)在開關 電源中，能構成輻射干擾源的元器件和導線均可以被假設為天線，從而利用電偶極子和磁偶極子理論進行分析;二極管、電容、功率開關管可以假設為電偶極子，電 感線圈可以假設為磁偶極子;

　　(2)沒有屏蔽體時，電偶極子、磁偶極子，產生的電磁波傳輸通道為空氣(可以假設為自由空間);

　　(3)有屏蔽體時，考慮屏蔽體的縫隙和孔洞，按照泄漏場的數學模型進行分析處理。

　　3.開關電源EMI抑制的9大措施

　　在開關電源中，電壓和電流的突變，即高dv/dt和di/dt，是其EMI產生的主要原因。實現開關電源的EMC設計技術措施主要基于以下兩點：

　　(1)盡量減小電源本身所產生的干擾源，利用抑制干擾的方法或產生干擾較小的元器件和電路，并進行合理布局;

　　(2)通過接地、濾波、屏蔽 等技術抑制電源的EMI以及提高電源的EMS。

　　分開來講，9大措施分別是：

　　(1)減小dv/dt和di/dt(降 低其峰值、減緩其斜率)

　　(2)壓敏電阻的合理應用，以降低浪涌電壓

　　(3)阻尼網絡抑制過沖

　　(4)采用軟恢復特 性的二極管，以降低高頻段EMI

　　(5)有源功率因數校正，以及其他諧波校正技術

　　(6)采用合理設計的電源線濾波器

　　(7)合理的接地處理

　　(8)有效的屏蔽措施

　　(9)合理的PCB設計

　　4.高頻變壓器漏感的控制

　　高頻變壓器的漏感是功率開關管關斷尖峰電壓產生的重要原因之一，因此，控制漏感成為解決高頻變壓器帶來的EMI首要面對的問題。

　　減小高頻變壓器漏感兩個切入點：電氣設計、工藝設計!

　　(1)選擇合適磁芯，降低漏感。漏感與原邊匝數平方成正比，減小匝數會顯著降低漏感。

　　(2)減小繞組間的絕緣層。現在有一種稱之為“黃金薄膜”的絕緣層，厚度20～100um，脈沖擊穿電壓可達幾千伏。

　　(3)增加繞組間耦合度，減小漏感。

　　5.高頻變壓器的屏蔽

　　為防止高頻變壓器的漏磁對周圍電路產生干擾，可采用屏 蔽帶來屏蔽高頻變壓器的漏磁場。屏蔽帶一般由銅箔制作，繞在變壓器外部一周，并進行接地，屏蔽帶相對于漏磁場來說是一個短路環，從而抑制漏磁場更大范圍的 泄漏。

　　高頻變壓器，磁心之間和繞組之間會發生相對位移，從而導致高頻變壓器在工作中產生噪聲(嘯叫、振動)。為防止該噪聲，需要對變 壓器采取加固措施：

　　(1)用環氧樹脂將磁心(例如EE、EI磁心)的三個接觸面進行粘接，抑制相對位移的產生;

　　(2)用“玻璃珠”(Glass beads)膠合劑粘結磁心，效果更好。

?????? 二、半橋式開關電源變壓器參數計算方法

　　半橋式開關電源變壓器參數的計算

　　半橋式變壓器開關電源的工作原理與推挽式變壓器開關電源的工作原理是非常接近的，只是變壓器的激勵方式與工作電源的接入方式有點不同;因此，用于計算推挽式變壓器開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數的數學表達式，只需稍微修改就可以用于半橋式變壓器開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數的計算。

　　A)半橋式開關電源變壓器初級線圈匝數的計算

　　半橋式變壓器開關電源與推挽式開關電源一樣，也屬于雙激式開關電源，因此用于半橋式開關電源的變壓器鐵心的磁感應強度B，可從負的最大值-Bm，變化到正的最大值+Bm，并且變壓器鐵心可以不用留氣隙。半橋式開關電源變壓器的計算方法與前面推挽式開關電源變壓器的計算方法基本相同，只是直接加到變壓器初級線圈兩端的電壓僅等于輸入電壓Ui的二分之一。根據推挽式開關電源變壓器初級線圈匝數計算公式(1-150)和(1-151)式：

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　　設直接加到半橋式開關電源變壓器初級線圈兩端的電壓為Uab，且Uab =Ui/2 ，則上面(1-150)和(1-151)式可以改寫為：

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　　上面(1-174)和(1-175)式就是計算半橋式開關電源變壓器初級線圈N1繞組匝數的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1繞組的最少匝數，S為變壓器鐵心的導磁面積(單位：平方厘米)，Bm為變壓器鐵心的最大磁感應強度(單位：高斯);Uab為加到變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓，Uab =Ui/2 ，Ui為開關電源的工作電壓，單位為伏;τ = Ton，為控制開關的接通時間，簡稱脈沖寬度，或電源開關管導通時間的寬度(單位：秒);

　　F為工作頻率，單位為赫芝，一般雙激式開關電源變壓器工作于正、反激輸出的情況下，其伏秒容量必須相等，因此，可以直接用工作頻率來計算變壓器初級線圈N1繞組的匝數;F和τ取值要預留20%左右的余量。式中的指數是統一單位用的，選用不同單位，指數的值也不一樣，這里選用CGS單位制，即：長度為厘米(cm)，磁感應強度為高斯(Gs)，磁通單位為麥克斯韋(Mx)。

　　B)交流輸出半橋式開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算

　　半橋式變壓器開關電源如果用于DC/AC或AC/AC逆變電源，即把直流逆變成交流，或把交流整流成直流后再逆變成交流，這種逆變電源一般輸出電壓都不需要調整，因此電路相對比較簡單，工作效率很高。請參考圖1-36、圖1-38、圖1-39。

　　用于逆變的半橋式變壓器開關電源一般輸出電壓uo都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系數(有效值與半波平均值之比)等于1，因此，方波的有效值Uo與半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up與半波平均值Upa也相等。所以，只要知道輸出電壓的半波平均值就可以知道有效值，再根據半波平均值，就可以求得半橋式開關電源變壓器初、次級線圈匝數比。

　　根據前面分析，半橋式變壓器開關電源的輸出電壓uo，主要由開關電源變壓器次級線圈輸出的正激電壓來決定。因此，根據(1-158)、(1-159)、(1-161)等式其中一式就可以出半橋式變壓器開關電源的輸出電壓的半波平均值。由此求得半橋式逆變開關電源變壓器初、次級線圈匝數比：

　　n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初級變壓比，D = 0.5時 (1-176)

　　(1-176)式就是計算半橋式逆變開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1繞組的匝數，N2為變壓器次級線圈的匝數，Uo輸出電壓的有效值，Ui為直流輸入電壓，Upa輸出電壓的半波平均值。

　　(1-176)式還沒有考慮變壓器的工作效率，當把變壓器的工作效率也考慮進去時，最好在(1-176)式的右邊乘以一個略大于1的系數。

　　C)直流輸出電壓非調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算

　　直流輸出電壓非調整式半橋開關電源，就是在DC/AC逆變電源的交流輸出電路后面再接一級整流濾波電路。請參考1-43、圖1-44、圖1-45。這種直流輸出電壓非調整式半橋開關電源的控制開關K1、K2的占空比與DC/AC逆變電源一樣，一般都是0.5，因此，直流輸出電壓非調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數比可直接利用(1-176)式來計算。即：

　　n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初級變壓比，D = 0.5時 (1-176)

　　不過，在低電壓、大電流輸出的情況下，一定要考慮整流二極管的電壓降和變壓器的工作效率。

　　D)直流輸出電壓可調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算

　　直流輸出電壓可調整式半橋開關電源的功能就要求輸出電壓可調，因此，半橋式變壓器開關電源的兩個控制開關K1、K2的占空比必須要小于0.5;因為半橋式變壓器開關電源正、反激兩種狀態都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓(平均值)的情況下，兩個控制開關K1、K2的占空比相當于要小一倍。當要求輸出電壓可調范圍為最大時，占空比最好取值為0.25。根據(1-140)和(1-145)式，并把輸入電壓Ui換成Uab可求得：

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　　(1-177)、(1-178)式，就是計算直流輸出電壓可調整式半橋開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的公式。式中，N1為變壓器初級線圈N1繞組的最少匝數，N2為變壓器次級線圈的匝數，Uo為直流輸出電壓，Uab為加到變壓器初級線圈N1繞組兩端的電壓，Uab =Ui/2 ，Ui為開關電源的工作電壓。

　　同樣，在低電壓、大電流輸出的情況下，一定要考慮變壓器的工作效率以及整流二極管的電壓降和開關器件接通時的電壓降。

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??????? 三、基本電子電路:開關電源講解

　　做硬件工程師的，幾乎都碰到過開關電源。網上的資料也很多。筆者也經常接觸開關電源，從工程應用實踐中自己總結了一些開關電源的心得。本文力求淺顯易懂。但愿對開關電源比較陌生的工程師能有所幫助。開關電源是一個很大的領域，本文的描述僅見一斑，有不當之處，望以斧正之。

　　1：常用的開關電源的原理——單端自激boost升壓電路

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　　如上圖，開關電源利用電感電流不能瞬間改變的原理，用ctrl信號打開三極管，使得Vin通過電感和三極管向地流動。由于電感電流不能突變，因此，這個回路不能理解成短路，應理解成給電感充能。充能是通過電感流過的電流不斷增大體現的，電流越大，電感的儲能越多。

　　當電感電流增加到一定程度，用ctrl關閉三極管。則電感電流的回地的路就被切斷。同樣由于電感電流不能突變，因此，電流就會通過二極管流向電容。這樣就完成一次電感通過二極管給電容充電的過程。Ctrl信號周期性不停止的復現，宏觀上就形成從vin不斷流向電容的電流。這個過程與vout和vin電壓孰高孰低無關。意味著可升壓，也可降壓。

　　上面說的切斷電感電流，迫使電流流向改變，一般叫做“反激”，上圖的電感只有一個，反激點只有一個，叫做單端。有的電路用2個電感，交替進行電流流動。做直流逆變交流時，一般用2個電感，形成推挽效果。

　　2：如何實現穩壓

　　上圖是原理。由于vout的負載不確定，因此，vout不可能穩定在我們期望的電壓上，可能是升壓，也可能是降壓。解決這個問題的辦法是利用vout的電壓進行反饋。當vout電壓低于期望值時，反饋信號就會調整ctrl，使它打開三極管的時間相對延長。則電感充能更多，從而使vout上升。反過來也一樣。

　　這樣ctrl信號就有了個名字，叫pwm。一般是改變它的占空比。當vout電壓不夠時，增加pwm信號占空比，使得更多的電能流向vout。

　　3：占空比

　　從原理容易理解，pwm信號不能達到100%占空比，那樣就真的短路了。當pwm信號占空比大到一定程度時，也就是剛好有時間讓三極管能開關時，電感的充能達到極大值。這個電能必須能滿足后續電路的消耗。這樣就能使vout穩定在我們需要的電壓上。

　　4：實用電路

　　有許多成熟芯片提供Pwm信號的產生，并提供反饋電壓調整pwm的占空比，這類芯片叫開關電源芯片，是專門用來設計開關電源的。下圖附一個成熟電路，是筆者在工程中應用的。

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　　這個芯片把三極管集成到芯片內部，因此應用比較簡單。因為它能提供的電流很小，是給lcd供電的。+12V后面還有一個10uF/25V的電容。

　　5：設計開關電源要注意的幾個問題

　　A：注意電感的選擇，應參照芯片資料，切忌理解成輸出電流多大就用多大的電感，這是許多新手容易理解錯的地方。例如，輸出電流是0.5A，電感可不要選0.5A的哦，要按資料來選，一般是1A左右。如果電感的電流參數選小了，會很熱。二極管也一樣，電流參數不能按最終輸出電流選。電感值的大小涉及到飽和電流的問題，即電流大到一定程度后呈現飽和狀態，電流則會瞬間增大，不再受電流不能突變的約束。因此選擇電感時，可以比資料的推薦值稍大一些。因為電感的誤差比較大，市場常見的電感是±20%，所以寧大勿小的原則。買電感時要注意。

　　B：第1節的圖里的三極管，從原理易得：其導通電阻越小越好，開關響應越快越好。這2個因素是決定效率的最主要的2個方面。一般選擇mos管，要注意mos管的導通電阻和柵極寄生電容。芯片的輸出能否驅動得了柵極，如果驅動柵極的能力不夠，應使用LM5111等驅動芯片。

　　C：開關電源的噪聲比較大，尤其它是給后續電路提供電源的，這使得后續電路的電源從骨子里就帶噪聲。這種噪聲的消除，需要使用濾波電路，必要時用π型濾波。濾波要消耗電能，這與要達到的穩壓效果成為一對矛盾，需要工程師權衡為達到某效果需要付出多大的濾波消耗。在開關電源后面串聯線性電源(例如7805等)不能顯著消除噪聲。一味加大電容也不是辦法，噪聲仍然能夠通過。不要期望既不付出電能消耗，又能消除噪聲。但是串聯電感器件的濾波電路確實更加節省一些。

　　D：開關電源兩端隔離的做法是用3個線圈共軛，一個用于自激充能，一個用于輸出，一個用于電壓反饋。值得一提的是，這種隔離不能消除開關引起的各種噪聲。噪聲會沿著共軛電感傳遞，而且噪聲的損耗很小。由于電壓反饋變成非直接的反饋，這種電源一般具有較大的誤差，但精度受影響很小，一般都帶輸出電壓調整。市場常見的模塊電源一般都帶電壓微調。

　　E：開關電源的地的布線。為了減少噪聲，需給噪聲盡量短的回地路線。第1節的圖中用了2個地符號。這2個地最終要接在一起，需要注意的是，vout后端有個電容，在這個電容的負端把2個地接在一起。這樣，開關芯片的噪聲能最大程度的消耗在自己那邊，能大大改善vout的噪聲。

　　F：設計開關電源時，功率設計要至少保留1倍的余地，例如設計5V1A的開關電源，最大功率輸出要能達到2A。不要按需求設計成1A的，那樣會使pwm占空比接近最大值，電感、mos管等都會發熱。一般掌握在穩定輸出時，pwm在50%或稍小為宜。這樣整個電路工作在一個“比較舒服”的情況下，噪聲、發熱等各方面綜合性能都比較好。

　　G：開關電源的保護。從第1節的圖可以看出，當某種原因造成ctrl電平為常高時，會導致電感和三極管燒毀。Ctrl常低還好些，但是vin會串到vout上，對后續電路造成欠壓供電。常用的保護是在vin前端串聯一個過流保護器件，它一般是熱保護，電流過大會斷開。過一會兒又導通。

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????????四、開關電源的熱設計方法解析

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　　開關電源已普遍運用在當前的各類電子設備上,其單位功率密度也在不斷地提高.高功率密度的定義從1991年的25w/in3、1994年36w/in3、1999年52w/in3、2001年96w/in3,目前已高達數百瓦每立方英寸.由于開關電源中使用了大量的大功率半導體器件,如整流橋堆、大電流整流管、大功率三極管或場效應管等器件。它們工作時會產生大量的熱量,如果不能把這些熱量及時地排出并使之處于一個合理的水平將會影響開關電源的正常工作,嚴重時會損壞開關電源.為提高開關電源工作的可靠性,熱設計在開關電源設計中是必不可少的重要一個環節。

　　1.熱設計中常用的幾種方法

　　為了將發熱器件的熱量盡快地發散出去,一般從以下幾個方面進行考慮: 使用散熱器、冷卻風扇、金屬pcb、散熱膏等.在實際設計中要針對客戶的要求及最佳費/效比合理地將上述幾種方法綜合運用到電源的設計中。

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　　2.半導體器件的散熱器設計

　　由于半導體器件所產生的熱量在開關電源中占主導地位,其熱量主要來源于半導體器件的開通、關斷及導通損耗.從電路拓撲方式上來講,采用零開關變換拓撲方式產生諧振使電路中的電壓或電流在過零時開通或關斷可最大限度地減少開關損耗但也無法徹底消除開關管的損耗故利用散熱器是常用及主要的方法.

　　2.1 散熱器的熱阻模型

　　由于散熱器是開關電源的重要部件,它的散熱效率高與低關系到開關電源的工作性能.散熱器通常采用銅或鋁,雖然銅的熱導率比鋁高2倍但其價格比鋁高得多,故目前采用鋁材料的情況較為普遍.通常來講,散熱器的表面積越大散熱效果越好.散熱器的熱阻模型及等效電路如上圖所示

　　半導體結溫公式如下式如示：

　　pcmax(ta)= (tjmax-ta)/θj-a　(w)　-----------------------(1)

　　pcmax(tc)= (tjmax-tc)/θj-c　(w)　-----------------------(2)

　　pc: 功率管工作時損耗

　　pc(max): 功率管的額定最大損耗

　　tj: 功率管節溫

　　tjmax: 功率管最大容許節溫

　　ta: 環境溫度

　　tc: 預定的工作環境溫度

　　θs : 絕緣墊熱阻抗

　　θc : 接觸熱阻抗(半導體和散熱器的接觸部分)

　　θf : 散熱器的熱阻抗(散熱器與空氣)

　　θi : 內部熱阻抗(pn結接合部與外殼封裝)

　　θb : 外部熱阻抗(外殼封裝與空氣)

　　根據圖2熱阻等效回路, 全熱阻可寫為:

　　θj-a=θi+[θb *(θs +θc+θf)]/( θb +θs +θc+θf) ----------------(3)

　　又因為θb比θs +θc+θf大很多,故可近似為

　　θj-a=θi+θs +θc+θf ---------------------(4)

　　①pn結與外部封裝間的熱阻抗(又叫內部熱阻抗) θi是由半導體pn結構造、所用材料、外部封裝內的填充物直接相關.每種半導體都有自身固有的熱阻抗.

　　②接觸熱阻抗θc是由半導體、封裝形式和散熱器的接觸面狀態所決定.接觸面的平坦度、粗糙度、接觸面積、安裝方式都會對它產生影響。當接觸面不平整、不光滑或接觸面緊固力不足時就會增大接觸熱阻抗θc。在半導體和散熱器之間涂上硅油可以增大接觸面積，排除接觸面之間的空氣而硅油本身又有良好的導熱性，可以大大降低接觸熱阻抗θc。

　　當前有一種新型的相變材料，專門設計用采取代硅油作為傳熱介面，在65℃（相變溫度）時從固體變為流體，從而確保界面的完全潤濕，該材料的觸變特性避免其流到介面外。其傳熱效果與硅油相當，但沒有硅油帶來的污垢，環境污染和難于操作等缺點。用于不需要電氣絕緣的場合。典型應用包括cpu散熱片，功率轉換模塊或者其它任何簧片固定的硅油應用場合，它可涂布在鋁質基材的兩面，可單面附膠，雙面附膠或不附膠。

　　③絕緣墊熱阻抗θs

　　絕緣墊是用于半導體器件和散熱器之間的絕緣.絕緣墊的熱阻抗θs取決于絕緣材料的材質、厚度、面積。下表中列出幾種常用半導體封裝形式的θs+θc

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　　④散熱器熱阻抗θf

　　散熱器熱阻抗θf與散熱器的表面積、表面處理方式、散熱器表面空氣的風速、散熱器與周圍的溫度差有關。因此一般都會設法增強散熱器的散熱效果，主要的方法有增加散熱器的表面積、設計合理的散熱風道、增強散熱器表面的風速。散熱器的散熱面積設計值如下圖所示：

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　　但如果過于追求散熱器的表面積而使散熱器的叉指過于密集則會影響到空氣的對流，熱空氣不易于流動也會降低散熱效果。自然風冷時散熱器的叉指間距應適當增大，選擇強制風冷則可適當減小叉指間距。如上圖所示：

　　⑤散熱器表面積計算

　　s=0.86w/(δt*α)　(m2)

　　δt: 散熱器溫度與周圍環境溫度（ta）的差（℃）

　　α： 熱傳導系數，是由空氣的物理性質及空氣流速決定。α由下式決定。

　　α=nu*λ/l ()

　　λ:熱電導率（kcal/m2h）空氣物理性質

　　l：散熱器高度（m）

　　nu：空氣流速系數。由下式決定。

　　nu=0.664*√[(vl)/v’]*3√pr

　　v：動粘性系數（m2/sec）,空氣物理性質。

　　v’:散熱器表面的空氣流速(m/sec)

　　pr: 系數,見下表

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　　2.2 散熱設計舉例

　　[例] 2scs5197在電路中消耗的功率為pdc=15w,工作環境溫度ta=60℃,求在正常工作時散熱器的面積應是多少?
　
　　解: 查2scs5197的產品目錄得知:pcmax=80w(tc=25℃),tjmax=150℃且該功率管使用了絕緣墊和硅油. θs+θc=0.8℃/w

　　從(2)式可得

　　θi=θj-c=(tjmax-tc)/pcmax-=(150-25)/80≒1.6℃/w

　　從(1)式可得

　　θj-a=(tjmax-ta)/pdc=(150-60)/15=6℃/w

　　從(4)式可得

　　θf=θj-a－(θi＋θc＋θs) ≒6－(1.6+0.8)=3.6℃/w

　　根據上述計算散熱器的熱阻抗須選用3.6℃/w以下的散熱器.從散熱器散熱面積設計圖中可以查到:使用2mm厚的鋁材至少需要200cm2,因此需選用140*140*2mm以上的鋁散熱器.

　　注：在實際運用中，tjmax必須降額使用，以80%額定節溫來代替tjmax確保功率管的可靠工作。

　　3、自然風冷與強制風冷

　　在開關電源的實際設計過程中，通常采用自然風冷與風扇強制風冷二種形式。自然風冷的散熱片安裝時應使散熱片的葉片豎直向上放置，若有可能則可在pcb上散熱片安裝位置的周圍鉆幾個通氣孔便于空氣的對流。

　　強制風冷是利用風扇強制空氣對流，所以在風道的設計上同樣應使散熱片的葉片軸向與風扇的抽氣方向一致，為了有良好的通風效果越是散熱量大的器件越應靠近排氣風扇，在有排氣風扇的情況下，散熱片的熱阻如下表所示：

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　　4、金屬pcb

　　隨著開關電源的小型化，表面貼片元件廣泛地運用到實際產品中，這時散熱片難于安裝到功率器件上。當前克服該問題主要采取金屬pcb作為功率器件的載體，主要有鋁基覆銅板、鐵基覆銅板，金屬pcb的散熱性遠好于傳統的pcb且可以貼裝smd元件。另有一種銅芯pcb，基板的中間層是銅板絕緣層采用高導熱的環氧玻纖布粘結片或高導熱的環氧樹脂，它是可以雙面貼裝smd元件，大功率smd元件可以將smd自身的散熱片直接焊接在金屬pcb上，利用金屬pcb中的金屬板來散熱。

　　5、發熱元件的布局

　　開關電源中主要發熱元件有大功率半導體及其散熱器，功率變換變壓器，大功率電阻。發熱元件的布局的基本要求是按發熱程度的大小，由小到大排列，發熱量越小的器件越要排在開關電源風道風向的上風處，發熱量越大的器件要越靠近排氣風扇。

　　為了提高生產效率，經常將多個功率器件固定在同一個大散熱器上，這時應盡量使散熱片靠近pcb的邊緣放置。但與開關電源的外殼或其它部件至少應留有1cm以上的距離。若在一塊電路板中有幾塊大的散熱器則它們之間應平行且與風道的風向平行。在垂直方向上則發熱小的器件排在最低層而發熱大的器件排在較高處。

　　發熱器件在pcb的布局上同時應盡可能遠離對溫度敏感的元器件，如電解電容等。

　　6、結語

　　開關電源的熱設計應充分考慮產品所處的工 作環境及實際的工作狀態并將上述幾種方法綜合運用才能設計出既經濟又能充分保證半導體散熱的開關電源產品。

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