一、開關電源中浪涌電流抑制模塊的應用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質量變差，甚至會影響其他用電設備的工作以及使保護電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現象發生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側加一負溫度系數熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數熱敏電阻在常溫狀態下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環境溫度和NTC的初始溫度影響，在環境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應用是彩色電視機，這種方法的優點是簡單，可靠性高，允許在寬環境溫度范圍內工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩態工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發熱的負作用，因此，在功率較大的開關電源中，采用上電后經一定延時后用一機械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現自激振蕩現象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正實現無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　3.3 測試結果

　　A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結語

　　開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　　二、開關電源并聯均流實現

　　引言

　　大功率DC/DC開關電源并聯中遇到的主要問題就是電流不均，特別在加重負載時，會引起較為嚴重的后果。普通的均流方法是采取獨立的PWM控制器的各個模塊，通過電流采樣反饋到PWM控制器的引腳FB或者引腳COMP，即反饋運放的輸入或者輸出腳來凋節輸出電壓，從而達到均流的目的。顯然，電流采樣是一個關鍵問題：用電阻采樣，損耗比較大，電流放大后畸變比較大;用電流傳感器成本高;用電流互感器采樣不是很方便，州時會使電流失真。本文提出了一種新型的、方便的、無損的電流采樣方法，并在這種電流檢測方法的基礎上實現了并聯系統的均流。

　　1 一種新的電流采樣方法

　　如前所述，在均流系統中一些傳統的電流采樣力法都或多或少有些缺點。而本文提出的這種新的電流采樣力法，既簡單方便，又沒有損耗。

　　下面以圖l所示的Buck電路為例，說明這種新的電流檢測方法的原理和應用。

　　電流檢測電路由一個簡單的RC網絡組成，沒流過L的電流為iL，流過C的電流為ic，L兩端的電壓為vL，輸出電壓為vo上電壓為vc，則有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）

　　對式（1）在一個開關周期求平均值得

　　式中：VL是電感上的電壓在一個開關周期的平均值，顯然VL=O;

　　Vo為輸出電壓平均值;

　　IL電感電流平均值，等于負載電流ILoad;

　　Ic是電容在一個開關周期內充放電電流的平均值，顯然Ic=0;

　　R1為電感的等效串聯電阻（ESR）。

　　于是式（2）可化為

　　所以，要檢測負載電流及電感電流的大小，只要檢測RC網絡電容上的電壓的大小就行了，這種方法可以很方便、簡易、沒有損耗地對電流進行采樣。

　　2 基于新的電流采樣方法的均流原理

　　以兩路并聯Buck電路為例，如圖2所示。

　　由式（3）知，

　　Vc1=IL1R1+V

　　Vc2=IL2R2+V

　　式中：Vc1、Vc2分別為C1和C2上電壓的平均值;

　　IL1、IL2分別是L-和L2流過電流的平均值，亦即兩路輸出電流平均值;

　　R1及R2是濾波電感的等效串聯電阻，當在工藝上設計并聯電源每路輸出電感基本上一樣時，可以認為R1=R2。

　　因此，要控制兩路電流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，電容C1及C2上的電壓Vc1和Vc2可以代表兩路電流IL1及IL2大小，可用來進行均流控制。

　　這樣，便可得到如圖3所示的控制框圖。

　　3 常用均流方法的分析比較

　　開關電源并聯系統常用的均流方法有以下幾種。

　　輸出阻抗法即Droop（下垂，傾斜）法調節開關變換器的外特性傾斜度（即調節輸出阻抗），以達到并聯模塊接近均流的日的。這種方法是一種簡單的大致均流的方法，精度比較低。

　　主從法適用于電流型控制的并聯開關電源系統中。這種均流系統中有電壓控制和電流控制，形成雙閉環控制系統。這種方法要求每個模塊問有通訊，所以使系統復雜化，并且當主模塊失效時，整個電源系統便不能工作。

　　平均值均流每個并聯模塊的電流放大器輸出端接一個相同的電阻到一條公共母線上，形成平均值母線。當某模塊電壓比母線電壓高時，輸出電壓下降，反之亦然。

　　最大值均流法和平均值均流法相似，區別只是每路電流通過一個二極管連到一條公共母線上。這種方法其實質是一種“民主均流”方法，電流最大的那個模塊自動成為主模塊，其他模塊為從模塊，從而“自動主從控制”。

　　平均值均流和最大值均流法的均流母線斷開或者開路都不會影響各個電源模塊獨立工作，并且是自動均流方法，均流精度比較高。

　　圖4為常見均流方法的原理圖。如果均流母線是并聯模塊電流的平均值，則是平均值均流法;如果是并聯模塊電流的最大值，則是最大值均流法;如果均流母線是并聯模塊中的主模塊的電流，則就是主從均流法。但是，在這些均流方法中，每個模塊都需要有一套獨立的PWM控制環。