摘要： 提出了一種高效率綠色模式降壓型開關電源控制器芯片的設計方案，特點是采用PWM/ Burst 多模式控制策略提高全負載條件下的電源轉換效率。 由于降低了低負載和待機條件下的電源功耗，可減小由電池供電的現代便攜式設備的靜態功耗，延長設備的待機時間和電池的壽命。 芯片還實現了模式轉換過程中的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。 此外，還引入一種高精度、高效率的片上電流檢測技術，進一步降低了功耗。 該芯片在115μm BCD （bip ola r2CMOS2DMOS） 工藝下設計和制造，測試結果表明芯片已達到預期的性能要求。

　　1 引言

　　降壓型集成開關電源控制器廣泛應用于各類便攜式設備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設備，如手機、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對于開關電源的效率提出了越來越高的要求。

　　為提高效率和減少片外元器件， 目前應用的Buck變換器通常集成了功率開關和同步整流開關。 同時， 為減小片外電感元件的尺寸以適應便攜式設備的應用，開關頻率往往設置為幾兆甚至更高的數量級。 由此帶來的問題是，當變換器工作在輕載條件下， 開關損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設備恰恰常工作于待機狀態即輕載工作狀態下，輕載效率對于延長電池的使用壽命至關重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關注。

　　解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術有PFM/ PWM 多模式調制、共柵驅動等，但是它們有一個共同的缺點：開關頻率隨負載調制，這使片外濾波器的設計變得相當復雜。

　　本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調制技術，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優點是減少了開關損耗， 又不增加片外濾波器的設計復雜度。 此外，Burst 模式還可以根據應用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉換過程中，采用雙基準法實現模式轉換的平滑過渡和負載遲滯。 同時，芯片引入片上電流檢測技術以取代傳統的電阻電流檢測， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關和同步整流開關的集成也簡化了片外應用電路的設計。

　　2 系統設計

　　本文提出的綠色模式降壓型開關電源控制器是一個恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經由片外分壓電阻反饋調節，功率開關和同步整流開關均由片上集成。 系統原理如圖1 所示。

　　圖1 系統原理圖

　　2. 1 峰值電流PWM控制模式

　　DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調整率和較為簡單的補償電路等優點而被廣泛采用。

　　作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據電感電流檢測方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因對輸入電壓和輸出負載變化的瞬態響應快、具有瞬時峰值電流限流功能等優點，應用最為廣泛。

　　峰值電流控制環路主要由電流環和電壓環構成。 控制環路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

　　V sense = Vin - KIsense （1）

　　式中 V in是輸入電源電壓；V sense 是電流檢測模塊檢測到的電壓信號； Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。 另外，圖2 中的V peak 信號即為受電壓環控制的預期要達到的與電感電流峰值相對應的電壓信號。

　　圖2 　峰值電流控制過程

　　在每個周期開始時，由時鐘上升沿置位主RS 觸發器，功率開關打開，變換器進入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當電感電流達到峰值， 即V sense達到V peak時，電流比較器（ Icomp ） 的輸出復位RS 觸發器控制功率開關關斷。 這就是電流環的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環控制。 具體地說，當反饋電壓下降到基準以下時，誤差放大器（ EA） 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經過電阻分壓得到的。

　　在功率開關關斷的時間間隔內， 傳統的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續流二極管。 因此，當肖特基二極管導通時，它的導通壓降（典型值013V）引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導通損耗，引入了同步整流技術。 同步整流即采用一個同步功率開關代替整流二極管。 當同步整流開關導通時，導通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負載為例，此時的導通損耗近似為011W;而對于導通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應用當中，同步整流可以有效地提高開關電源變換器的效率。

　　由于同步整流開關和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時引入一些控制電路和保護電路。

　　首先，在功率開關和同步整流開關兩個開關轉換的瞬間，必須設置一個死區時間（anti2shoot2thru） 來防止兩個開關同時導通導致輸入電源短路。 在死區時間內，功率開關和同步整流開關都關斷，此時電流由同步整流開關上寄生的二極管續流，所以在合理范圍內死區時間越短就越能減少功耗，一般設計在 10ns 左右（1MHz 工作頻率下） 。

　　其次，同步整流開關不像肖特基二極管那樣只能單向導電，當變換器工作在斷續電流模式下，在下一個周期開始之前，同步整流開關上的電流就已經下降到零并反向，此時，電感電流反向相當于從負載抽電流，導致能量的浪費以及變換器效率的降低。 因此必須設計一個防止同步整流開關電流反向的檢測電路（ rever se） 來檢測電流方向。 本設計是利用檢測SW 點的電壓，當電壓從負變正時，反向電流比較器控制同步整流開關關斷。

　　2. 2 Burst 控制模式

　　在輕載情況下，這個多模式開關電源控制器還可以控制變換器工作在Burst 模式。 在這種模式下，功率開關根據負載情況連續工作幾個周期再關斷幾個周期，因此可以有效地減少開關損耗和降低靜態功耗。 對于便攜式設備應用來說，輕載情況下的變換器效率是一項非常重要的指標，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst 模式的工作過程如圖3 所示。

　　圖3 Burst 模式工作過程

　　當變換器工作在Burst 模式時，電感電流峰值的最小值被控制在150mA 左右，不再隨著負載的降低而降低，即Vpeak 信號不再受誤差放大器輸出控制。 Bur st 模式工作狀態和休眠狀態（sleep mode） 的切換主要由一個Bur st 比較器控制。 該比較器是一個典型的遲滯比較器，它的遲滯窗口直接決定了在Bur st 工作模式下輸出電壓的紋波大小。 輸出電壓的波動反饋到Bur st 比較器，當反饋電壓超過比較器上限時，Bur st 比較器輸出會強制功率開關關斷幾個周期，進入休眠狀態；反之，當反饋電壓低于比較器下限時，Burst 比較器的輸出允許功率開關按正常方式工作。 因此，在工作情況下，功率開關的開關頻率依然是恒定的，而且，在負載恒定的情況下，休眠狀態和工作狀態的交替過程也是按恒定頻率進行的。 每個Burst 工作過程視負載變化而定：在非常輕的負載下只持續幾個周期，而在重載情況下可能持續多個周期或者保持連續工作。 在Bur st 工作周期之間的休眠階段，功率開關和其他一些不必要的電路都被關斷，從而進一步減小靜態功耗，此時的負載電流完全由輸出電容供給。

　　2. 3 模式轉換

　　在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會在負載變化和模式切換的時候產生一些問題：一是當負載電流正好在所設定的模式切換點附近波動時，會使變換器在兩種工作模式間反復切換，極容易造成工作狀態不穩定；二是在模式切換的瞬間會產生較大的過沖電壓，導致器件損壞。 這是多模式變換器普遍存在的一個嚴重缺陷。 針對這一缺陷，本文提出一種雙基準解決方案，即對PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基準電壓，這樣不但可以實現如前所述的模式切換過程中的遲滯功能，且可抑制一部分過沖電壓。 模式切換時的工作原理如圖4所示。

　　圖4 　模式切換時的工作原理

　　在Bur st 工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM 工作模式中的輸出電壓，設計中，Bur st 下限高于EA 基準的016 % ，上限高于EA 基準的117 %. 當負載較重時，變換器工作在PWM 模式，當負載下降到一定值時，電感電流的峰值不再隨著負載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達到Bur st 比較器上限時才會控制功率開關關斷，變換器進入到Burst 工作模式。 類似，當負載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負載變化而調整時，輸出電壓下降，直到達到EA 基準變換器才回到PWM 工作模式。 這就相當于在模式切換的負載條件之間形成了一個遲滯窗口，窗口的下限是EA 基準，上限是Bur st 比較器上限。 另一方面，設置兩個基準，還可以在模式轉換時提供一個電壓余量，起到抑制過沖電壓的作用。