為了正確驅動電機系統的速度和扭矩，它需要反饋精度和信號完整性，以在電機的動態范圍內提供穩定性。本文比較了三種電機控制測量策略——低側、高側和串聯電流檢測——以準確捕獲電機相位數據，并推薦適當的方法來保持交流電機三腿的相位關系。

現代電機控制系統需要反饋精度和信號完整性，以正確驅動速度和扭矩等系統響應，并在電機動態范圍內提供穩定性（圖 1）。

在捕獲電機信息時，有三種電機控制測量策略：低側、高側或串聯（也是直接繞組）電流感應（圖 2）。

圖 2：用于電機速度和扭矩傳感的低側、高側和串聯電路選項

讓我們來看看三種電機控制方法中的每一種。

低端電機電流傳感器

低成本、低側電流檢測應用在柵極驅動 FET 堆棧的底部使用放大器和檢測電阻器 （R L ）。低端傳感系統使放大器在接近地面的情況下運行，并連續捕獲每條腿的安培活動。

作為一個優勢，檢測電阻器 （R L ） 和放大器靠近接地，簡化了電路設計。此外，檢測電阻頂部的同相放大器輸入對其高同相端子輸入阻抗的干擾有限。

作為一個缺點，接地和電機支路之間的電流檢測電阻會增加不希望的動態電壓降并中斷接地路徑。這個添加的電阻器 R L會產生一個失調電壓，可能會導致電磁干擾 （EMI） 噪聲問題。

如果負載對地短路，R L電阻將失去檢測負載故障的能力。檢測電阻器和放大器的組合捕獲電機反激和返回電流。除非在每條腿中使用檢測電阻器和放大器，否則計算繞組電流的唯一方法是使用微控制器 （MCU） 算法。

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高側電機電流傳感器

高側電阻器直接連接到 FET 驅動器正電源，可將電阻器的動態交流電壓對整個系統的影響降至最低。這種配置侵入性較小，產生的 EMI 特性最小。此外，高共模抑制比 （CMRR） 差分放大器可濾除脈寬調制器 （PWM） 開關噪聲。

高端方法要求電路處理 FET 網絡電源電壓下的大共模信號。這一要求需要一個強大的放大器來處理潛在的高電壓。最后，R H的電路位置使反激和繞組電流測量成為不可能。

直列式電機電流傳感器

串聯（或直接繞組）是首選方法，因為它提供了真實的電流相位信息。在直接繞組配置中，系統處理器在任何給定時間都知道三相電機各相的電流，從而實現更高效的電機運行（圖 3）。

圖 3. 用于電機控制的在線電流檢測

在圖 3中，MCU 同時對所有三個腿進行采樣，以保持每個腿激勵之間的相位關系。

用于在線測量的理想放大器可放大每個電機支路的差分信號，同時抑制 PWM 共模瞬變。具有快速建立時間和高帶寬的放大器可以抑制共模瞬變。強大的 PWM 抑制有助于實現最快的建立時間和更高的精度，并使客戶能夠將 PWM 占空比降至盡可能接近 0%。

對于堅固的電機控制系統，建議使用抑制共模瞬變的在線、快速建立時間、高帶寬放大器。一個例子是 300kHz MAX40056，這是一款雙向電流檢測放大器，具有高交流 PWM 邊沿、50V 時的 60dB 抑制和 ±500V/μs（圖 4）。

圖 4. 具有專利 PWM 抑制電路的電流檢測放大器 （CSA）

在圖 4中，有 10 V/V、20 V/V 和 50 V/V 的多種增益選擇。內部基準提供 1% 的雙向偏移。

該器件具有從 500-V/μs 和更高 PWM 邊沿恢復的 500-ns PWM 邊沿。輸入共模電壓范圍為 –0.1 V 至 65 V，放大器在 –5 V 至 70 V 范圍內受到保護。MAX40056 和競爭對手的基準數據表明 PWM 共模抗擾度存在顯著差異（圖 5） 。

圖 5：50V PWM 周期的 PWM 邊沿抑制。

在圖 5中，MAX40056 CSA 的模擬輸出顯示出輕微的顛簸并在 500 ns 內恢復，而競爭器件則需要大約 2 μs 才能恢復。CSA 的專利 PWM 抑制輸入抑制瞬變并提供清晰的差分信號測量。

結論

在比較了三種電機控制策略后，推薦的電機控制檢測方法是在線電流檢測。它提供了強大的電流檢測電路，可保持交流電機三支路的相位關系。