簡 介

為了滿足系統芯片(SoC)中通訊收發器中寬帶信號處理的要求，選擇模擬前端(AFE) IP及其組件(模數轉換器 (ADC)、數模轉換器(DAC)和鎖相環路(PLL))十分復雜。優化各組件性能要求是避免額外功耗(超過指標要求)或 系統性能損失的關鍵。

AFE IP組件一般從其電氣特性方面說明，而系統設計師則用不同的指標體系評價系統性能。因此，系統設計師必 須理解AFE IP組件的電氣規格以及它們影響系統總體性能的方式。

這本白皮書描述了一種判斷任何指定AFE的電氣特性是否適合目標應用的簡化方法，如無線或有線連接環境中的 寬帶信號收發器、蜂窩通訊和數字電視及無線電廣播。此外，這本白皮書還圖解說明了一種研究不同組件相對性 能與工作模式之間取舍、從而找到性能、功耗、面積和成本最佳的SoC的方法。
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模擬前端

在寬帶信號收發器SoC中，AFE把模擬信號轉換為需要進一步數字處理的數字域，對于模擬傳輸過程則剛好相 反。AFE還作為數字SoC與模擬RF收發器芯片之間的模擬通訊接口。

圖1表示數字基帶新IP中的AFE實例。這個AFE之間包括：

接收路徑中的一個或多個雙通道(IQ) ADC

發射路徑中的一個或多個雙通道(IQ) DAC

一個為AFE中所有數據轉換器產生取樣時鐘的 PLL

其他組件，如輔助和內務功能用的通用ADC和DAC

AFE規格挑戰

發射信號使用復雜調制方法的通訊系統如正交頻分復用(OFDM)， 其對性能的要求通常用誤差矢量幅度(EVM)參數來定義。

OFDM調制是在非理想信道上傳遞數據使用的一種有效和可靠的方法，這種信道容易衰減和受無線通訊系統中常見的多路徑干擾影響。在OFDM中，數據在多個相隔緊密的正交載波頻率上編碼，每個載波頻率使用正交調幅(QAM)方案調制。

EVM參數一般用于衡量數字收發器的質量。當收發器發射特定調制信號時，無論信號來源如何，EVM參數是匯集了影響收發器性能的所有不同組件貢獻大小的一個綜合性能參數。EVM參數表示星座圖中每個QAM符號位置相對于其理想位置的偏差。圖2給出了一個QAM16調制實例。

圖2左側表示EVM較高的理想星座(每個黑色圓點代表一個符號)。右側表示EVM較低的真實不完美星座，其中符號(灰色圓點)在一個較大區域中擴散。如果灰色區域是分離的，那么就能解調。如果它們互相重疊，就會出現解調錯誤。

另一方面，AFE的電氣性能經常通過參照其組件的本征特性來定義，如：

ADC和DAC的信噪比(SNR)、諧波失真、無雜散動態范圍(SFDR)、I&Q匹配

PLL的相位噪聲、長期抖動、頻率精度

這些本征特性是針對具體每個組件的，傳統上使用單音信號或最多幾個音信號獲得。所以，調制信號的特性沒有考慮在內。

為了確認AFE(及其組件)性能是否符合具體系統要求，系統設計師必須使用AFE電氣規格確定AFE系統級性能(如EVM貢獻)，同時考慮信號特點和很多其他因素。

不幸的是，這種分析十分復雜且難以理解，因為影響它的因素很多。不過，只要作出幾個假設，就可以在系統上實現這種分析的簡化方法,而通常高斯噪聲源是影響系統性能的主要因素。

對于具有這種特點的系統，總SNR與EVM關系密切：

因此，只要確定AFE對總系統SNR的貢獻就足以確認AFE性能是否滿足系統要求。

AFE性能貢獻

以下部分將討論一種確定AFE性能對收發器總體SNR性能貢獻大小的方法。這種方法考慮了被處理信號的關鍵特性(輸入信號帶寬和振幅、調制方案)和AFE之間的性能(ADC SNR、PLL時鐘抖動等)。

盡管這里討論的方法以ADC(接收)影響為主，但同樣適合DAC(發射)。

ADC SNR規格(SNRnyq)是確定AFE對系統EVM貢獻的起點。SNRnyq規格(數據轉換器本征SNR)是指信號功率(假設信號是滿幅純正弦波)與ADC所有噪聲貢獻功率之比。它包括熱噪聲和在完整ADC奈奎斯特帶上積分的量化噪聲。

不過，考慮信號特點，如信號帶寬和輸入信號振幅以及PLL時鐘的貢獻，就能改善轉換器有效SNR。

輸入信號帶寬

運用現代頻域數字信號處理技術解調ADC輸出上的信號。不過，通常我們只考慮具有關注帶內的信號成分，從而有效濾除所有帶外噪聲成分。

提高數據轉換器SNR性能的一個簡單辦法是通過一個更大的頻譜分散它產生的總噪聲功率，藉此增大轉換器采樣率，超過最小奈奎斯特極限。這降低了任何指定頻帶上的噪聲功率密度，從而提高了SNR(當只考慮帶內信號時)。如圖3所示，這種方法稱過采樣。

右側上的ADC使用的采樣率比左側ADC使用的采樣率高，因此落入關注頻帶內的總噪聲(用數字濾波器識別)較小，而有效轉換器SNR較大。

其中Fs是采樣頻率，BW是信號帶寬(單位均為Hz)。例如，采樣頻率每翻一倍，SNR提高3 dB [1]。

過采樣簡化了ADC輸入上的模擬抗混疊濾波器，或DAC輸出上的重建濾波器。這由于信號鏡像位于采樣頻率倍數居中位置、具有較寬頻率區間而容易濾波。

圖4表示信號受Fs/2數倍以外頻率中其他信道反射信號鏡像影響的實例。這些反射(或"混疊")信號鏡像落入帶內，因此無法在數字域濾波。

為了避免這種反射，必須在ADC前面引入抗混疊濾波器，削弱Fs/2以外的任何分量。較高的Fs/2帶寬簡化了抗混疊濾波器。

紫色形狀為實際信號，綠色形狀是Fs周圍信號的反射圖像。

輸入信號振幅

影響數據轉換器本征噪聲的主要因素是量化噪聲和熱噪聲，一般假設為具有均勻功率分布的白色噪聲。這些噪聲分量的功率通常與信號幅度無關。因此，信號幅度的任何減小(回退)都會導致有效SNR減小。

在通訊系統中，信號經常使用峰均比(PAR)較大的復雜調制方案。為了飽和一個可能導致信號削波、較高失真和帶外功率的ADC，該信號必須回退(衰減)，使得信號峰值落入ADC滿幅范圍內。

可能需要額外回退，以防因在不理想信道上傳遞的正常信號強度變化而導致飽和，或者要考慮在ADC輸入前可能尚未完全過濾的相鄰信道的強度。

信號回退的實施量要考慮以下因素：

是否存在沒有適當過濾的強帶外信號

沒有得到收發器自動增益控制補償的無線電信號的變化

模擬信號鏈中與制程-電壓-溫度(PVT)變化有關的增益不準確

確定PLL時鐘抖動的貢獻

現在我們來看一下PLL時鐘抖動造成的采樣時間不確定性如何也會影響數據轉換器SNR性能。

時鐘抖動對SNR的貢獻用以下公式估算：

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其中BW是信號帶寬(單位Hz) [3]。

如果存在強帶外干擾，采樣時鐘相位噪聲還會影響系統性能。圖7中，調制到帶外干擾中的相位噪聲進入關注信號帶內部，因此無法被過濾，即使帶外干擾本身已在數字域中被過濾掉。

強帶外干擾，如果沒有衰減的話，可能產生嚴重的系統性能影響，因為：

為避免ADC輸入飽和而對該信號強加巨大的回退衰減

為避免SNR下降而強加額外的時鐘抖動約束

其他錯誤來源

現代解調架構一般實現直接的解調方案。在這些架構中，I、Q通道之間的任何增益、相位或偏移失配都會影響總SNR下降。內置校準算法通常可以把這些影響降低到可管理的水平。出于SNR預算考慮，我們增加~1到2 dBSNR裕量，以考慮SNR上校準失配的殘留影響。

計算AFE性能貢獻

以下步驟和公式匯總了確定AFE對系統級SNR總貢獻的程序。

高性能AFE是其EVM僅對總收發器性能具有邊緣影響的AFE。0.5到0.7 dB的影響通常是可接受的。

對WiFi 802.11ac收發器上的AFE運用這種方法

為了應用這些計算，考慮一個信號使用160 MHz BW進行OFDM調制且每個副載波使用QAM256調制方案調制的傳 輸系統(與WiFi 802.11ac收發器相似)。此外，考慮零中頻解調方案的實現。

這種情況下，在I和Q ADC輸入上得到的基帶正交調制信號分別有80 MHz的信道帶寬。

進一步假設AFE的以下特性：

ADC SNR = 62 dB (SNRnyq)

ADC采樣率 = 160 MSPS (Fs)

時鐘長期抖動 = 8 ps-rms (σLTJ)

OFDM信號峰均比 = 12 dB (PAR)

信號回退 = 10 dB (IBO)

ADC信號BW = 80 MHz (BW)

那么，該AFE的總SNR為：

SNRJ = 52.7 dB

SNRADC = 43.0 dB

SNRtotal = 42.6 dB

此例中，解調QAM256信號的EVM要求在-33.8 dB的數量級上(需要的SNR為33.8 dB)。與需要的SNR之間存在~8.8 dB的裕量，導致總系統性能的可接受下降只有0.6 dB。

類似的SNRtotal可以用具有以下特性的AFE達到：

ADC SNR = 66 dB (SNRnyq)

時鐘長期抖動 = 20 ps-rms (σLTJ)

因此，可以用ADC性能抵消時鐘抖動來實現相同的目標。

結論

使用本白皮書中描述的方法，系統設計師可以快速判斷任何指定AFE是否滿足其目標應用的需要，包括無線或有線連 接環境中的寬帶信號收發器、蜂窩通訊和數字電視及無線電廣播。使用這種方法，系統設計師可以快速評估系統中 AFE性能的影響并搞清楚它是否符合其SoC要求，從而避免過高的規格和功耗。此外，設計師還能快速評估不同替代 方案和配置的折衷，從而找到適合SoC的最優性能、功耗、面積和成本。