近年來， 隨著數字信號處理（DSP） 和超大規模集成電路（VLSI） 技術的發展， 正交頻分復用OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）技術的應用有了長足的進步和廣闊的發展前景。IEEE802.11a中就將正交頻分復用作為物理層的傳輸技術；歐盟在數字音頻廣播（DAB）、地面數字視頻廣播（DVB2T）、高清晰度電視（HDTV）以及2003年4月公布的無線城域網（WMAN）802.16a等研究中都使用了正交頻分復用技術作為信道的傳輸手段。在正交頻分復用技術逐漸成熟的今天， 如何降低通信系統的成本， 使之更廣泛地應用于數傳系統中， 已成為正交頻分復用研究的熱點。本文基于802.16a協議的原理架構，本著小成本、高效率的設計思想，建立了一個基于FPGA的可實現流水化運行的OFDM系統的硬件平臺，包括模擬前端及OFDM調制器及OFDM 解調器，用來實現OFDM的遠距離無線傳輸系統。

　　1 模擬前端

　　模擬前端主要包括發送端DA模塊、接收端AD模塊和射頻模塊。

　　發送端DA模塊主要由XILINX公司的FPGA－XC2V1000芯片和數模轉換芯片AD9765、濾波器和放大器構成，基帶處理調制后數據在控制時鐘同步下送入FPGA進行降峰均比等算法的處理，然后經過交織將其送入AD9765進行數模轉換并上變頻到70MHz，輸出的模擬信號再經聲表濾波器后放大進入下一級射頻模塊。發送端DA模塊硬件結構框圖如圖1所示。

　　接收端AD模塊主要由增益放大器、帶通濾波、采樣芯片AD9238和數字下變頻器GC1012構成。AD模塊的主要功能是完成中頻信號的采樣和數字下變頻，在FPGA XC2V1000中完成符號同步算法，其輸出送OFDM解調器。接收端AD模塊硬件結構框圖如圖2所示。

　　射頻模塊工作在70MHz中頻上，射頻模塊的功能是將完成調制的中頻信號搬移到射頻波段上，或者將空中的接收信號下變頻到模擬前端所需的中頻波段上。

　　2 OFDM 調制器實現架構

　　在OFDM系統中，OFDM調制器主要完成OFDM數據的調制。圖3為OFDM調制器的結構框圖。OFDM的調制器采用N=120個數據子信道，8個導頻信道。120個數據子信道都采用 QPSK的信道調制，8個導頻信道采用BPSK的信道調制。為了使用基帶傳輸，進行添零處理（添加128個0），使頻帶擴展1倍。經過逆序處理后，采用256點的IFFT進行 OFDM調制。系統時鐘為80MHz，用 FPGA 完成數據的編碼和調制，最后以讀時鐘為500kHz的速率送往 D/A。

　　在FPGA中，按照具體的參數要求實現了OFDM系統中的調制功能，其工作流程為：數據發生器（M序列產生器）發送數據，串并轉換后存儲在 256×2位的RAM_in中，當接收夠一幀數據所需要的信息量后，從RAM_in中讀取數據進行QPSK映射、過采樣添零，隨后插入導頻模塊。與此同時，IFFT模塊接收QPSK映射、過采樣添零和插入導頻模塊發送出的數據；當 QPSK、添零、共軛模塊處理完1個數據包的數據后，IFFT 模塊開始計算，進行OFDM的IFFT調制，經IFFT 模塊計算后的數據輪換存入RAM_ou1或者RAM_ou2；控制模塊發出使能信號，先從數據輸出模塊中讀取同步頭發送，同步頭發送完成后，再從RAM_ou1或者RAM_ou2中讀取循環前綴和數據塊；當 IFFT 模塊計算完的數據全部送出后，控制模塊判斷開始處理下一包數據，處理到第10包數據，則通知外部控制器一幀數據處理完成。［next］

　　3 OFDM 解調器實現架構

　　在OFDM系統中，解調器主要是對接收 A/D 采樣來的數據進行解調。圖4為OFDM解調器的結構框圖。

　　在FPGA中，按照參數要求實現：將從A/D以500kHz的速率采樣來的數據存入 RAM 當中，當接收到第64個幀頭數據時，開始計算局部自相關函數；每接收到一個幀頭數據，取出8位（最高位無效，剩余7位為巴克碼），計算一次x（i）*x（i+j），并存儲、判斷，是否有相關最大值，如果有，則判斷計數器加1，在一個幀頭短前導字部分中，共有10個短前導字片，每一片為64個采樣點；當接收到第640個數據后，判斷累加器是否超過了門限值640×3，如果累加門限值達到1920，則認為有幀到達，整體控制模塊產生使能信號，表示粗同步結束，準備接受長前導字，進行細同步和頻偏估計計算，否則，將累加計數器清零，重新開始接受幀頭；幀到達檢測和幀同步過程完成后，再將接收到的數據存入到解幀模塊的數據RAM中；當數據RAM中存滿256點的數據后，整體控制模塊發出讀使能信號、解幀使能信號和FFT的START信號，從RAM中讀取數據，送往FFT 進行OFDM的解調；然后去除循環前綴，去除添加的零和導頻信息；最后經過QPSK的反映射和并串轉換后，還原成原始數據讀出，并等下一幀數據的接收。

　　4 系統調試與性能分析

　　采用OFDM技術的無線城域網通信系統是一個比較復雜的系統。利用Matlab仿真完成系統可行性論證后，需要考慮如何利用FPGA完成這個算法流程，這需要考慮采用特定FPGA進行運算時有限字長以及浮點運算的特點和系統所占用的FPGA資源，以保證系統的規模不至于過大而超過特定FPGA計算的存儲能力。經過在硬件設備上的調試，最終完成采用OFDM技術的城域網無線通信系統。

　　通過仿真完成可行性論證后，在以Altera公司的EP1C6Q240C8芯片為基礎的FPGA硬件平臺上，實現了以QPSK為調制形式，以FFT/IFFT變換為主的OFDM技術的城域網無線通信系統。

　　4.1 IFFT模塊

　　發送端系統的主時鐘頻率設計為80MHz，整體采用同步時序邏輯。發送端M序列的產生速率設定為80Mbps。送往D/A的數據速率設定為500kHz。在數據接收模塊，數據收到后立刻存儲，占用時間即為PC發送數據的時間。在QPSK、添零、導頻插入模塊，由于沒有中間存儲器，從RAM讀出數據，經過映射后就直接輸出，整個模塊需要256個時鐘周期。IFFT 模塊采用流水線結構的算法，計算256點 IFFT需要128×8個蝶型單元，合計需要40 960個時鐘，加上輸入輸出所占用的時間，總共約需要41 216個時鐘周期（中間有一些狀態的跳轉，合計512μs）。在數據輸出模塊，其輸入是 IFFT 模塊的輸出，它的輸出速率由 D/A控制。在FPGA中，OFDM調制器的邏輯單元的使用情況見表1，OFDM解調器的邏輯單元的使用情況見表2， IFFT的運算結果見圖5。

　　在表1和表2中，調制器和解調器中所含有的引腳數過多，主要原因是在這些引腳中還含有很多用于調試和測量的引腳，在整個系統調試時，可以將調試和測量用的引腳去掉，只留有數據、地址和控制引腳。

　　在解調器中需要用到大量的存儲單元，但考慮到Cyclone系列的存儲單元有限，而邏輯單元豐富的情況，故在解調器中，在幾乎耗盡EAB單元時，用邏輯單元來構造所需的存儲器，可以實現正常的存儲功能。［next］

　　在開發工程中，主要用到的開發工具由 Altera 公司的QuartusII 及Mathworks 公司的 Matlab。

　　驗證過程如下：

　　·Matlab隨機生成一組128個復數，然后按照 OFDM 幀格式插入0得到256復數點的一個符號，并寫入文件（如 datain.dat）；

　　在QuartusII中生成 IFFT 的仿真波形文件（ifft.vwf），另存為 ifft.tbl，并刪除其余信號，僅保留 I&Q（輸入數據，24bit）；

　　在UltraEdit中打開ifftt.tbl、datain.dat，用datain.dat 中的隨機數代替ifft.tbl 中的 I&Q 數據，保存ifft.tbl；

　　在QuartusII中打開 ifft.tbl，將I&Q復制到 ifft.vwf 中，開始運行仿真；

　　·將仿真結果另存為dataout.tbl，用Matlab讀取與原數據在Matlab下的IFFT變換結果進行比較分析。

　　給出一組隨機數據輸入，經過FPGA中的IFFT模塊變換得到時域幅度如圖6（實部）、圖7（虛部）所示。

　　而將同樣的隨機數經過MATLAB變換，得到的時域幅度如圖8（實部）、圖9（虛部）所示。

　　實際測量與仿真計算的方差分析如圖10（實部）、圖11（虛部）所示。兩者結果基本一致。

　　4.2 幀到達檢測同步模塊

　　對于幀到達檢測同步系統，要求盡可能在較短的時間內建立同步，并且在幀同步建立后應有較強的抗干擾能力。通常用漏同步概率P1、假同步概率P2和同步平均建立時間ts三個性能指標來表示同步性能的優劣。在本文的幀同步信號提取電路的建模與設計中，是以7位巴克碼識別器作為幀同步碼組的。在同步系統處于捕獲階段時，設置自動判決門限為7；在幀同步建立以后，則把判決門限降為6，這樣做的目的一方面是減少假同步的概率，另一方面是為了減少漏同步的概率。

　　漏同步概率P1：

　　假設系統的誤碼率為P，7位碼全部正確的概率是（1-P）7，因此判決門限電平為7時的漏同步概率為P1=1-（1-P）7。若將判決門限改為6，此時允許有一位錯碼，出現一位錯碼的概率為C71P1（1-P）6。漏同步概率為P1=1-［（1-P）7+C71P1（1-P）6］。一般地，設幀同步碼組數目為n，判決器容幀同步碼組中最大的錯碼數為m，則漏同步概率為：

　　從前面的幀同步系統的設計可以了解到，識別器只能被動地識別與幀同步碼組相同的碼組，如果在信息碼組中也出現了與幀同步碼組相同的碼組，這時識別器會把它誤認為幀同步碼組而出現假同步。

　　比較式（1）和式（2）可以看出，當m增大時，P1減小，P2增大，兩者是矛盾的，另外還可以看出，當n增大時，P1增大，而P2減小，兩者也是矛盾的。因此m和n的選擇要兼顧P1和P2的要求。

　　平均同步建立時間ts：

　　假設漏同步和假同步都不發生，即P1＝0，P2＝0。在最壞的情況下，實現幀同步最多需要一幀的時間。若一幀的碼元為N，碼元寬度為Tb，則最長的幀時間為NTb。如果同時出現漏同步和假同步，需要額外的同步建立時間，由此得到幀同步平均建立時間為：

　　ts＝（1＋P1＋P2）×NTb

　　4.3 數據傳輸速率評價

　　經過實際測試，針對256點結合QPSK調制，每解調出一個符號平均所需要的指令周期為41 216個時鐘周期，即512μs。對此實際調試情況，分析其實測參數數據如下：

　　一個OFDM符號內包含的比特數為：1/2（卷積碼）×2bit（QPSK）×120（用戶子載波）+2bit（BPSK）×8（導頻子載波數）=136bit，則除去導頻開銷，能夠用于數據傳輸的空中數據率為。

　　由此可見，實際測試的數據傳輸速率達到本系統要求（150kbps），表明此OFDM基帶處理系統的數據傳輸性能充分滿足所制定的標準。

　　本文建立的基于FPGA的可實現流水化運行的OFDM系統的硬件平臺，經系統調試和性能評價，符合設計要求，該硬件平臺的實現使得低成本高速OFDM調制設備的實現成為可能。