定義設計目標

具體的 都會對 提出一組獨特的技術、商業上的要求。最重要的設計考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態響應、設計復雜性和成本。所有參數都間接地與 的開關頻率相關，這一重要參數的選擇可以使上述要求達到合理折衷。

ACMC的優勢

對于大 輸出（5A至25A）轉換器，在電流模式控制（CMC）技術中降低電流檢測 有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個缺點：CMC使轉換器對噪聲非常敏感。電流較大時，即使最好的 布線也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個問題，可以選擇 模式控制VMC，這是一種傳統的并經過驗證的技術。VMC提高了抗干擾能力和轉換效率，但需要一定的環路補償設計才能達到可接受的性能指標。

ACMC設計基礎

ACMC技術結合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩定性，圖1所示為ACMC降壓轉換器的功能 。

為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀察圖1，如果除去電流誤差 （CEA）和 發生器，電流檢測放大器的輸出將連接到 的反相端，電壓誤差放大器（VEA）的輸出將連接到同相端。結果形成一個控制 電流（內環）和輸出電壓（外環）的雙環系統。如上所述，在大電流輸出應用中，希望電流檢測電阻R S （見圖1）盡可能小，以降低轉換器的 。但這樣做的結果是將一個微弱的信號引入噪聲環境中，在系統中表現為 。

在 ACMC結構中，電流檢測信號送入CEA（圖1）的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調節電感 電流。通過反饋網絡補償CEA，可以完成一系列操作：調節電流檢測信號以獲得最大直流增益（對于降壓轉換器，電感的直流電流等于轉換器的輸出電流）；使實際的電流檢測信號不受阻礙地通過放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開關噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會在輸入電壓變化時導致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進行比較產生一個期望的PWM信號來驅動功率 S。

圖 2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進行比較的電感電流信號i L （紅色標示）是反向的。PWM 之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時鐘信號復位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過早關斷MOSFET的可能。這種控制架構的另一個特點是當占空比超過50％時不需要斜坡電壓補償，因為鋸齒坡信號已經提供了這種補償。

對于圖1所示降壓轉換器，內環用于補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭（圖2），從而使占空比變窄。外環用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現為一個單極點響應，從而簡化了電壓補償環路。CEA補償非常簡單，MAX5056/MAX5061數據資料提供了需要遵循的準則。MAX5060/MAX5061 轉換器可處理上述設計問題，并且具有高效、低噪聲和高性價比特性。圖3說明了器件中帶有補償網絡的CEA架構，推薦使用該補償網絡的原因是CEA沒有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導放大器，與標準 相比具有較高的輸出 。

為了優化電流環路，電感電流i L （圖2中的紅色信號）的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且i L 不能超過斜坡電壓，否則將會發生諧振和不穩定。忽略同步整流器的壓降，降壓轉換器的電感電流下降斜率可由下式給出：

該電流流過檢流電阻R S ，測量R S 電壓并由CSA提供34.5倍的增益放大（見圖1）。如果將此乘以CEA增益G CEA ，使其等于V SfS 鋸齒波斜率，可得表達式：

跨導放大器的增益定義為g M R L ，將其代入G CEA 并解出R L 可得：

M AX5060/MAX5061數據資料給出其CEA跨導為550μs；本例中R L 為R CF ，如圖3所示。該電阻設定CEA的增益，使電流環路在過零頻率處為單位增益。MAX5060/MAX5061的鋸齒波電壓V S 具有2V峰值，將這些常數代入上式，可得：

CEA的直流增益應該盡可能高，以精確處理直流輸出電流。直流下，補償網絡中的 相當于開路，CEA直流增益最大。在最小過零頻率之下放置一個零點，并將一個極點置于至少比零點高出10倍的位置，使電流環路在具有寬帶特性的同時可有效抑制開關噪聲。零點和極點可由下式算出：

為了滿足式5的極點頻率，必須使C CF 至少比C CFF 大十倍。如果這個比率不是10:1，則用C CF ||C CFF 替換極點表達式中的C CFF 。注意：原點處有一個極點，可以想象，一個無窮大的阻抗出現在C CFF 上，所需電容值可由上式解出。

VEA補償非常復雜，主要取決于性能要求。MAX5060/MAX5061數據資料給出了一個簡單、實用的補償方法，只需采用電阻反饋網絡。這構成了有源電壓定位技術的一部分，能夠在提供良好的負載瞬態響應的同時減小輸出電容。在最小負載條件下允許輸出電壓略高于標稱值電壓，而在滿負荷條件下允許輸出電壓略低于標稱值。雖然如此，負載瞬變期間的最大電壓偏差仍顯著低于補償VEA的高增益低頻響應的情況，另外，還會降低負載功耗。

為了優化響應特性而對電壓環路進行補償時，需要認識VEA增益隨頻率變化的響應特性，也需要了解在整個負載、溫度變化范圍內環路整體特性。增益與頻率的對應關系可通過實驗獲得，然后通過補償VEA達到預期要求。為保持穩定性應該有足夠的 裕量，通常45 ° ~60 ° 比較好。VEA補償網絡的實現與CEA相同， -DC轉換器應該承受瞬變情況下，如啟動、負載變化、短路恢復、空載、輸入電壓變化時的極限條件。如果輸出電壓在整個溫度范圍內對 所有這些瞬變條件都能表現出良好的阻尼響應，則假定系統穩定。

應用中的注意事項

調節輸入電壓范圍

MAX5060/MAX5061內置5V線性穩壓器，可取代一個外部5V電源。如果將輸入電壓接至IN，輸入范圍指定為7V至28V。輸入電壓接至V CC ，輸入范圍限制在4.75V~5.55V。在下面的例子中將IN與V CC 連接在一起， 內部穩壓器。為使 在兩種輸入范圍內都可連續工作，采用圖4中的自舉電路。扼流圈中的耦合繞組可產生一個電壓，例如，8V，即使在IN引腳電壓降至7V以下時，也能為IC提供一個高于電源的電壓。這個自舉電路還有助于降低IC的功率損耗。IC的最大輸入電壓為28V。

同步開關頻率

同步開關頻率是信息娛樂系統避免敏感負載受到DC/DC轉換器干擾的重要舉措，這些敏感負載，包括汽車 廣播系統、TV調諧器、 和導航系統等。這些器件可通過以下途徑實現同步：使DC/DC轉換器工作在自激振蕩模式，然后利用高性能處理器將其同步到所要求的頻率。MAX5060/MAX5061工作在一個范圍為125kHz~1.5MHz的可 同步振蕩頻率。如果不能將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或轉換器的開關頻率產生過強的EMI，則可選擇擴頻 ，如DS1090U-16擴頻振蕩器，來驅動SYNC引腳。

升/降壓工作

MAX5060/MAX5061也可實現升/降壓轉換（圖5）。

注意：圖5中的電容C1和C2需要比輸出相同電流的降壓轉換器承受更大的紋波電流，另外，圖中的兩個電感可以用同一磁心繞制，L1、L2的同名端如圖5所示。如果使用獨立的電感，則可忽略繞制方向問題。

結論

雖然CMC DC/DC轉換器已經備受設計者的青睞，但利用廉價檢流電阻提供高效率轉換的要求暴露出了CMC的主要缺陷：對噪聲的敏感性。MAX5060/MAX5061所采用的ACMC技術解決了噪聲敏感度等問題。ACMC可使DC/DC轉換器設計滿足高性能微處理器的要求，特別是汽車多媒體終端的高性能微處理器。

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