概述 能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率，但是，一個高質(zhì)量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%。絕大多數(shù)電源IC 的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。一般廠商會給出實際測量的結果，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔保。圖1 給出了一個SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實例，轉(zhuǎn)換效率可以達到97%，即使在輕載時也能保持較高效率。采用什么秘訣才能達到如此高的效率？我們最好從了解SMPS 損耗的公共問題開始，開關電源的損耗大部分來自開關器件(MOSFET 和二極管)，另外小部分損耗來自電感和電容。但是，如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻)，將會導致?lián)p耗明顯增大。選擇IC 時，需要考慮控制器的架構和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標。例如，圖1 采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。 圖1. 降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導通電阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲線如圖所示。 降壓型SMPS 損耗是任何SMPS 架構都面臨的問題，我們在此以圖2 所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進行討論，圖中標明各點的開關波形，用于后續(xù)計算。 降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個要求，MOSFET 以固定頻率(fS)，在脈寬調(diào)制信號(PWM)的控制下進行開、關操作。當MOSFET 導通時，輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路如圖2 中的回路1 所示。 當MOSFET 斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2 所示。MOSFET 的導通時間定義為PWM 信號的占空比(D)。D 把每個開關周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應于MOSFET 的導通時間(環(huán)路1)和二極管的導通時間(環(huán)路2)。所有SMPS 拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關周期，實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。 對于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比將向負載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時，平均輸出電壓也會降低。根據(jù)這個關系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET 的壓降)降壓型SMPS 的轉(zhuǎn)換公式： VOUT = D × VIN IIN = D × IOUT 需要注意的是，任何SMPS 在一個開關周期內(nèi)處于某個狀態(tài)的時間越長，那么它在這個狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，D 越低(相應的VOUT 越低)，回路2 產(chǎn)生的損耗也大。 1、開關器件的損耗 MOSFET 傳導損耗 圖2 (以及其它絕大多數(shù)DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓撲)中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。相關損耗主要包括兩部分：傳導損耗和開關損耗。 MOSFET 和二極管是開關元件，導通時電流流過回路。器件導通時，傳導損耗分別由MOSFET 的導通電阻(RDS(ON))和二極管的正向?qū)妷簺Q定。 MOSFET 的傳導損耗(PCOND(MOSFET))近似等于導通電阻RDS(ON)、占空比(D)和導通時MOSFET 的平均電流(IMOSFET(AVG))的乘積。 PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET(AVG)2 × RDS(ON) × D 上式給出了SMPS 中MOSFET 傳導損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因為電流線性上升時所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。對于“峰值”電流，更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(圖3 中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進行積分得到估算值。 圖3. 典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET 電流波形，用于估算MOSFET 的傳導損耗。 下式給出了更準確的估算損耗的方法，利用IP 和IV 之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項。 PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × R