簡介 高開關(guān)頻率是在電源轉(zhuǎn)換技術(shù)發(fā)展過程中促進(jìn)尺寸減小的主要因素。為了符合相關(guān)法規(guī)，通常需要采用電磁干擾 (EMI) 濾波器，而該濾波器通常在系統(tǒng)總體尺寸和體積中占據(jù)很大一部分，因此了解高頻轉(zhuǎn)換器的 EMI 特性至關(guān)重要。 在本系列文章的第 2 部分，您將了解差模 (DM) 和共模 (CM) 傳導(dǎo)發(fā)射噪聲分量的噪聲源和傳播路徑，從而深入了解 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo) EMI 特性。本部分將介紹如何從總噪聲測量結(jié)果中分離出 DM/CM 噪聲，并將以升壓轉(zhuǎn)換器為例，重點(diǎn)介紹適用于汽車應(yīng)用的主要 CM 噪聲傳導(dǎo)路徑。 DM 和 CM 傳導(dǎo)干擾 DM和 CM 信號代表兩種形式的傳導(dǎo)發(fā)射。DM 電流通常稱為對稱模式信號或橫向信號，而 CM 電流通常稱為非對稱模式信號或縱向信號。圖 1 顯示了同步降壓和升壓 DC/DC 拓?fù)渲械?DM 和 CM 電流路徑。Y 電容 CY1 和 CY2 分別從正負(fù)電源線連接到 GND，輕松形成了完整的 CM 電流傳播路徑。 圖1：同步降壓 (a) 和升壓 (b) 轉(zhuǎn)換器 DM 和 CM 傳導(dǎo)噪聲路徑 DM 傳導(dǎo)噪聲 DM 噪聲電流 (IDM) 由轉(zhuǎn)換器固有開關(guān)動作產(chǎn)生，并在正負(fù)電源線 L1 和 L2 中以相反方向流動。DM 傳導(dǎo)發(fā)射為“電流驅(qū)動型”，與開關(guān)電流 (di/dt)、磁場和低阻抗相關(guān)。DM 噪聲通常在較小的回路區(qū)域流動，返回路徑封閉且緊湊。 例如，在連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 下，降壓轉(zhuǎn)換器會產(chǎn)生一種梯形電流，且這種電流中諧波比較多。這些諧波在電源線上會表現(xiàn)為噪聲。降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容（圖 1 中的 CIN）有助于濾除這些高階電流諧波，但由于電容的非理想寄生特性（等效串聯(lián)電感 (ESL) 和等效串聯(lián)電阻 (ESR)），有些諧波難免會以 DM 噪聲形式出現(xiàn)在電源電流中，即使在添加實(shí)用的 EMI 輸入濾波器級之后也于事無補(bǔ)。 CM 傳導(dǎo)噪聲 另一方面，CM 噪聲電流 (ICM流入接地 GND 線并通過 L1 和 L2 電源線返回。CM 傳導(dǎo)發(fā)射為“電壓驅(qū)動型”，與高轉(zhuǎn)換率電壓 (dv/dt)、電場和高阻抗相關(guān)。在非隔離式 DC/DC 開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，由于 SW 節(jié)點(diǎn)處的 dv/dt 較高，產(chǎn)生了 CM 噪聲，從而導(dǎo)致產(chǎn)生位移電流。該電流通過與 MOSFET 外殼、散熱器和 SW 節(jié)點(diǎn)走線相關(guān)的寄生電容耦合到 GND 系統(tǒng)。與轉(zhuǎn)換器輸入或輸出端的接線較長相關(guān)的耦合電容也可能構(gòu)成 CM 噪聲路徑。 圖 1 中的 CM 電流通過輸入 EMI 濾波器的 Y 電容（CY1 和 CY2）返回。另一條返回路徑為，通過 LISN 裝置（在本系列文章的第 1 部分中討論過）的 50Ω 測量阻抗返回，這顯然是不合需要的。盡管 CM 電流的幅值遠(yuǎn)小于 DM 電流，但相對來說更難以處理，因?yàn)樗ǔＴ谳^大的傳導(dǎo)回路區(qū)域流動，如同天線一般，可能增加輻射 EMI。 圖 2 顯示了 Fly-Buck（隔離式降壓）轉(zhuǎn)換器的 DM 和 CM 傳導(dǎo)路徑。CM 電流通過變壓器 T1 的集總繞組間電容（圖 2 中的 CPS）流到二次側(cè)，并通過接地 GND 連接返回。圖 2 還顯示了 CM 傳播的簡化等效電路。 圖 2：Fly-Buck 隔離式轉(zhuǎn)換器 DM 和 CM 傳導(dǎo)噪聲傳播路徑 (a)；CM 等效電路 (b) 在實(shí)際的轉(zhuǎn)換器中，以下元件寄生效應(yīng)均會影響電壓和電流波形以及 CM 噪聲： ● MOSFET 輸出電容 (COSS)。 ● 整流二極管結(jié)電容 (CD)。 ● 主電感繞組的等效并聯(lián)電容 (EPC)。 ● 輸入和輸出電容的等效串聯(lián)電感 (ESL)。 相關(guān)內(nèi)容，我將在第3部分中進(jìn)一步詳細(xì)介紹。 噪聲源和傳播路徑 正如第 1 部分所述，測量 DC/DC 轉(zhuǎn)換器傳導(dǎo)發(fā)射（對于 CISPR 32 標(biāo)準(zhǔn)，規(guī)定帶寬范圍為 150kHz 至 30MHz；對于 CISPR 25 標(biāo)準(zhǔn)，則規(guī)定頻率范圍為更寬的 150kHz 至 108MHz）時，測量的是每條電源線上 50Ω LISN 電阻兩端相對于接地 GND 的總噪聲電壓或“非對稱”干擾。 圖 3 顯示了 EMI 噪聲的產(chǎn)生、傳播和測量模型。噪聲源電壓用 VN 表示，噪聲源和傳播路徑阻抗分別用 ZS和 ZP 表示。LISN 和 EMI 接收器的高頻等效電路僅為兩個 50Ω 電阻。圖 3 還顯示了相應(yīng)的 DM 和 CM 噪聲電壓 V DM和 VCM，它們由兩條電源線的總噪聲電壓 V1 和 V2 計算得出。DM（或“對稱”）電壓分量定義為 V1 和 V2 矢量差的一半；而 CM（或“非對稱”）電壓分量定義為 V1 和 V2 矢量和的一半。請注意，本文提供的 VDM 通用定義與 CISPR 16 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。 圖 3：傳導(dǎo) EMI 發(fā)射模型，其中顯示了噪聲源電壓、噪聲傳播路徑和 LISN 等效電路 CM 噪聲源阻抗主要是容性阻抗，并且 Z