前面的文章講述過基于功率MOSFET的漏極特性理解其開關過程，也討論過開關電源的PWM及控制芯片內部的圖騰驅動器的特性和柵極電荷的特性，基于上面的這些理論知識，就可以估算功率MOSFET在開關過程中的開關損耗。開關損耗內容將分成二次分別講述開通過程和開通損耗，以及關斷過程和和關斷損耗。 功率MOSFET及驅動的等效電路圖如圖1所示，RG1為功率MOSFET外部串聯的柵極電阻，RG2為功率MOSFET內部的柵極電阻，RG=RUp RG1 RG2為G極串聯的總驅動電阻。 圖1：功率MOSFET驅動等效電路 實際的應用中功率MOSFET所接的負載大多為感性負載，感性負載等效為電流源，因此功率MOSFET的開關過程基于電流源來討論。當驅動信號加在功率MOSFET的柵極時，開通過程分為4個模式（階段），其等效電路如圖2所示。 圖2：功率MOSFET開通過程 圖3：功率MOSFET開通波形 (1) 模式M1：t0-t1 起始狀態從t0時刻開始，當驅動電壓信號通過電阻加在功率MOSFET的柵極G時，驅動電壓對G極的電容充電，G極電壓成指數上升。MOSFET的漏極和源極所加的電壓VDS為電源電壓VDD，漏極電流ID≈0A。當VGS電壓達到閾值電壓VTH后，此階段結束，對應時刻為t1，如圖2(a)和圖3所示。 此過程中，柵極的電壓VGS為： 其中，。若t0=0，則有： (2) 模式t1-t2 在t1時刻，MOSFET開通，漏極開始流過電流，在t1到t2期間，Ciss繼續充電，柵極電壓VGS繼續上升，機理跟前一階段完全一樣，同時ID的電流從0開始不斷的增加，ID的電流和VGS的值滿足跨導的限制。 當ID的電流達到電流源的電流值Io、也就是系統的最大電流時，VGS電壓也上升到米勒平臺電壓VGP，此階段結束，對應時刻為t2。在整個時間段t1~t2過程中，VDS保持電源電壓VDD不變，如圖2(b)和圖3所示。 其中， (3) 模式t2-t3 在t2時刻，VGS電壓上升到米勒平臺電壓VGP，ID電流也上升到系統電流最大值。由于ID的電流不再增加，那么VGS的電壓就要維持不變，而驅動回路仍然提供著驅動的電流，試圖迫使VGS的電壓上升，那么只有VDS的電壓開始變化，也就是VDS從VDD電壓開始下降，產生dV/dT的變化，在米勒電容Crss上產生抽取電流，從而保證VGS的電壓不會增加。 ICrss = Crss· dVDS/dT VDS的變化將驅動回路的電流全部抽走，從Crss流過，CGS沒有充電的電流，驅動電流全部流向Crss，VGS的電壓就不再變化，保持不變。在整個時間段t2~t3內，器件工作在穩定的恒流區，VGS電壓保持恒定VGP不變，ID電流保持恒定，VGS電壓保持一個平臺區，形成有名的米勒平臺，如圖2b(c)和圖3所示，則有： 隨著VDS電壓不斷降低，Crss的電荷被清除，當VDS電壓降到最小值后不再變化，此階段結束，對應時刻為t3。 (4) 模式t3-t4 在t3時刻，VDS電壓降到最小值不再改變，所以dVDS/dT為0，dVDS/dT不再通過Crss產生抽取電流，于是驅動電路的電流將繼續同時給CGS和Crss充電，如圖2(d)和圖3所示，VGS的電壓按指數關系上升，和階段1、2類似，直到VGS電壓達到最高的驅動VCC，整個開通的過程結束。 通過圖3的波形可以看到，在整個開通過程的4個階段：t0-t1、t1-t2、t2-t3和t3-t4，t0-t1階段，ID的電流基本上為0，沒有損耗。t3-t4完全開通，只有導通電阻產生的導通損耗，沒有開關損耗。 t1-t2、t2-t3二個階段，電流和電壓產生重疊交越區，因此產生開關損耗。同時，t1-t2和t2-t3二個階段工作于線性區，因此功率MOSFET的開通過程中，跨越線性區是產生開關損耗的最根本的原因。 開通損耗可以用下面公式計算： 開通損耗和t1-t2、t2-t3二個階段時間、系統頻率成正比。在實際的應用中，會發現： 這表明：米勒平臺時間在開通損耗中占主導地位，這也是為什么在選擇功率MOSFET的時候，如果關注開關損耗，那么就應該關注Crss或QGD，而不僅僅是Ciss和QG。 圖4：功率MOSFET開通損耗 開通損耗沒有考慮在開通過程中，Coss的放電產生的損耗，低壓的應用Coss放電產生的損耗可以忽略，而高壓的應用中，Coss放電產生的損耗甚至比上面的開通損耗還要大，因此在重點校核。? (mbbeetchina)