CN0405 利用脈寬調制器(PWM)控制串聯(lián)調整管的開關時間比，可以增強電路性能并簡化濾波。比較器也可以用控制PWM的誤差放大器代替。可采用低IDSS的功率晶體管來使輸出端紋波失調電壓最小。利用PWM控制器可實現(xiàn)更精密的輸出電壓調整。 該電路也可利用輸出可調的降壓轉換器實現(xiàn)，例如ADP2441。AD5116用作分壓器，為降壓轉換器的反饋引腳供電。然而，輸出電壓必須衰減4倍，以將AD5116驅動電壓限制在5 V。 利用如下設備評估本電路。 設備要求 需要使用以下設備： EVAL-CN0405-EB1Z 電路評估板 Agilent E36311A雙直流電源（或等效設備） Agilent 3458A萬用表（或等效設備） 示波器 測試設置功能框圖 圖10所示為測試設置的功能框圖。 ? 圖10. 測試設置功能框圖 ? 設置 用以下步驟評估電路： 對于濾波輸出，用跳線連接P3的引腳1和引腳2連接線。移除JP1跳線連接線。 對于未濾波輸出，用跳線連接P3的引腳2和引腳3連接線。安裝JP1跳線連接線。移除C10。 將P2 (VOUT)連接到示波器/萬用表。 將20 V電源電壓連接到 VIN。 按PU或PD按鈕改變輸出電壓。 按 ASE 按鈕保存上電時需要的輸出電壓。 利用Agilent E3631A電源提供20 V輸入電壓。利用示波器捕捉來自EVAL-CN0405-EB1Z的輸出波形，并利用Agilent3458A萬用表測量VRMS電壓。 如需獲得EVAL-CN0405-EB1Z板的全套文檔，包括原理圖、布局布線和物料清單 ， 請參閱 CN-0405 設計支持包 www.analog.com/CN0405-DesignSupport。 圖11顯示了電路板的實物照片。 ? 圖11. EVAL-CN0405-EB1Z板照片 ? 圖1所示電路是一個簡單的高壓可變輸出開關控制器，采用64位數(shù)字電位計AD5116和比較器 ADCMP371 。該比較器有一個推挽輸出級，功耗很低，適合電池供電的便攜式設備使用。 該電路完全由VIN源供電，接受最高20 V的輸入電壓。來自分壓器R1和R2的電壓通過一個30 μA、低靜態(tài)電流、低壓差線性穩(wěn)壓器 ADP121。該比較器有一個推挽輸出級，功耗很低，適合電池供電的便攜式設備使用。 電路工作原理 該電路是一種開關模式電源，其輸出電壓通過控制反饋網絡的開關頻率來調節(jié)。 輸出電壓VOUT由反饋比較器控制，比較器將R4和R5分壓輸出電壓與產生自數(shù)字電位計AD5116游標的基準電壓進行比較。比較器輸出驅動NMOS晶體管Q1，后者進而驅動串聯(lián)PMOS調整管Q2。負反饋引起Q2導通和關斷，迫使比較器IN?引腳上的平均電壓等于IN+引腳上的電壓。Q1和Q2要么導通，要么關斷，故其功耗非常小。 當Q1晶體管導通時（飽和區(qū)），其上的壓降最小；當其關斷時（截止區(qū)），電源路徑中幾乎無電流。開關頻率取決于AD5116數(shù)模轉換器(DAC)的輸出電壓。 當DAC輸出為低電壓時，Q2在大部分時間內必定是斷開的，故而比較器輸出在大部分時間內必定為低電平。在這些條件下，比較器輸出是一系列較短的趨正低頻脈沖。 當DAC輸出電壓提高時，Q2閉合的時間會更長，故而比較器輸出為高電平的時間也會更長。在這些條件下，比較器輸出是一系列速度更快、頻率更高的趨正輸出脈沖。如果DAC輸出電壓降低，則情況相反。 無論DAC輸出電壓如何提高或降低，負反饋都會迫使比較器輸入的平均值相等。 濾波器輸出電壓VOUT通過以下公式確定： 其中VW為游標端W處的DAC輸出電壓。 數(shù)字電位計AD5116在游標到B端上產生一個與VDD電壓成比例的分壓。A端和B端之間的電阻標稱值為5 k?，劃分為64抽頭。在量程的較低端，典型游標電阻RW降至45 ?到70 ?之間的值。相對于GND的VW輸出電壓為： 其中： RWB 為底部量程的游標電阻。 RAB 為端到端電阻。 VA 為分壓器串頂部的電壓，等于 VDD。 D為RDAC寄存器中的二進制代碼的十進制等效值。 RDAC寄存器通過PD和PU按鈕來控制。當確定所需的游標位置時，可以通過ASE按鈕將其存儲到EEPROM存儲器中，設置為上電時的默認位置。 濾波部分 為產生恒定直流電壓并降低輸入端切換引起的輸出紋波電壓，還需要一個濾波電路。 決定濾波器設計的關鍵是確定最大和最小開關頻率，并定義紋波考慮因素和DAC工作電壓范圍。 當旁路濾波器模塊時（JP1短路、C10未插入），零電平和滿量程兩種情況下電路的未濾波輸出波形分別如圖2和圖3所示。 圖2. 低壓時的VOUT，400 ms/div，1.8 Hz ? 圖3. 高壓時的VOUT（交流耦合），2 ms/div，500 Hz ? 如圖2和圖3所示，電路的工作開關頻率范圍是從約1.8 Hz（低端）到500 Hz（高端）。進入輸出波形的開關紋波瞬變可通過電路濾波器模塊部分中的簡單濾波器設計濾除。 元件值取決于濾波器的截止頻率。由于開關頻率相當?shù)停詫τ谳^低截止頻率，需要相對較大的R、L和C值。然而，濾波器的串聯(lián)電阻會與輸出負載一起形成一個分壓器，這可能會降低輸出電壓。因此，R值必須相對較小。濾波器設計元件可根據應用類型和負載要求加以更改。 該電路采用一個簡單的RLC低通濾波器來濾除輸出波形。R8和C10分別為50 Ω電阻和330 μF電容，L1為100 nH電感，由這些元件構成RLC濾波器。 高壓輸出和低壓輸出兩種情況下的濾波輸出波形分別如圖4和圖5所示。 圖4. 高阻抗負載下的濾波VOUT（高壓） ? 圖5. 1 kΩ負載下的濾波VOUT（低壓） ? 濾波輸出顯示，紋波電壓約為100 mV p-p。注意峰峰值紋波電壓對所有代碼都相同，不受輸出端連接的負載影響。本電路使用的晶體管為IRF9630S晶體管，不過也可以用其他規(guī)格相同但IDSS低得多的晶體管進行代替。 測試數(shù)據與結果 圖6至圖9顯示了VOUT (rms)與DAC碼的關系。執(zhí)行這些測試時，輸出端RLC濾波器采用圖1所示的值（50 ?、330 nH和330 μF）。 圖6顯示在空載情況下，當代碼超過56時，輸出電壓即受限，此時比較器輸入接近其輸入共模電壓限值。 圖6. 輸出電壓和誤差與十進制碼的關系（VIN = 20 V，高阻抗負載），滿量程DAC范圍 ? 圖7顯示從代碼10到代碼54，輸出有±5%的誤差。代碼較低時的高百分比誤差（參見圖6）是由串聯(lián)側晶體管Q2的高失調電壓引起的。 圖7. 輸出電壓和誤差與十進制碼的關系（VIN = 20 V，高阻抗負載），DAC在線性工作范圍內 ? 50 Ω串聯(lián)電阻與負載形成一個分壓器。負載為1 k?時，輸出電壓以19.01 V為限，如圖8所示。 圖8. 輸出電壓和誤差與十進制碼的關系（VIN = 20 V，RL = 1 k?），滿量程DAC范圍 ? 圖9顯示輸出負載為1 k?且在代碼10到代碼54的線性工作范圍內的響應。 圖9. 輸出電壓和誤差與十進制碼的關系（VIN = 20 V，RL = 1 k?），DAC在線性工作范圍內 ? CN0405 帶按鈕控制的高壓輸出DAC 圖1所示電路提供了一種利用按鈕控制數(shù)字電位計取代傳統(tǒng)高壓機械電位計的完整解決方案。 在該電路中，低壓數(shù)字電位計通過簡單的按鈕式開關控制電池或其他來源提供的最高20 V高壓源，簡便易用，電源效率極佳。數(shù)字電位計AD5116提供64個游標位置，端到端電阻容差為±8%，適合各類調整應用。 此外，AD5116內置一個EEPROM，可通過一個按鈕將游標位置手動保存到所需位置。此特性在需要默認上電位置的應用中很有用。 圖1. 高壓DAC電路（原理示意圖：未顯示所有元件、連接和去耦） ? CN0405 CN0405

• 帶按鈕控制的高壓輸出DAC
• 高達20V輸出
• 64位

(analog)