CN0130 根據所驅動的待測設備類型，DPS電路并非一定需要使用全部25 V范圍。例如，用戶利用基準電壓源ADR421 (2.5 V)，可以實現較低的輸出電壓范圍（標稱范圍為±6.4 V）。可以用片內OFFSET DAC對此范圍進行調整，以便符合待測設備的要求（詳情請參考ADR421數據手冊）。如果所需電壓范圍比這還小，只需使用增益設置“m”寄存器進一步縮小該范圍。對于“m”寄存器，可以使用?的調整系數，同時仍然保持16位分辨率。對于這些低壓應用，AD5560能夠處理低得多的差分電源電壓，使得|AVDD – AVSS| ≥ 16 V，因而AVDD/AVSS無需成為高壓供電軌，這有助于降低AD5560的功耗。欲了解更多信息，請參考AD5560數據手冊。 按ADC通道劃分DPS測量通道有多種方式，多個PMU通道也可以共用一個ADC通道（有時以8:1或16:1的比率）。可以使用片內MEASOUT禁用特性。另外，也可以使用模擬多路復用器來實現此功能。這樣會增加測量路徑的串聯電阻；因此，應當考慮緩沖ADC輸入端之前的測量路徑。許多ADC數據手冊均含有適用ADC驅動器的建議。 16位、250 kSPS ADC AD7685能夠處理MEASOUT路徑上的0 V至5 V輸出范圍，所以適合本應用。此外，如果希望升級路徑，那么速度更快、尺寸相同的其它ADC（例如500 kSPS AD7686）也是頗具吸引力的選擇。 也可以選擇其它ADC，例如具有雙極性范圍或更快采樣速率的ADC。如果使用外部多路復用器，則對于雙極性輸入ADC，ADG1404/ADG1204是理想之選；若采用單電源，則ADG706或ADG708將更合適。 MEASOUT路徑的輸出阻抗通常為60 Ω；除開關阻抗外，還應考慮使用一個ADC緩沖器來驅動ADC（例如，運算放大器ADA4898-1是合適的選擇）。 AD5560 DPS可提供受測設備所需的電源電壓和測量功能，但為了構成完整電路，仍需要若干其它器件：一個基準電壓源；一個ADC，用來對測量結果進行數字化處理；以及一個溫度監控器，用來測量內部檢測二極管的溫度，以便用戶查看芯片或PC板上的溫度梯度。 該ADC用來對測量輸出進行數字化處理。根據基準電壓和OFFSET DAC設置的不同，測量輸出（MEASOUT引腳）可以提供不同的輸出范圍。 利用OFFSET DAC，可以使強制電壓輸出范圍發生偏移，以實現不同的輸出范圍。本文關注的特定輸出范圍是0 V至25 V。因此，默認MEASOUT輸出范圍(MEASOUT GAIN = 1)也將是0 V至25 V。沒有任何ADC能夠直接處理這一輸出范圍，因此需要進行某種外部信號調理，使該范圍與某一單極性或雙極性ADC的輸入范圍相匹配。 MEASOUT還有一種設置(MEASOUT GAIN = 0.2)，可將MEASOUT輸出范圍調整偏移到0 V至5.125 V。（其中略微超量程，可用于校準等。） 圖1. 適合自動測試設備的設備電源(DPS)（原理示意圖，去耦和所有連接均未顯示） ? 對于本例，我們將使用0 V至5.125 V范圍，這樣就能方便地使用單極性輸入ADC。 16位、250 kSPS ADC AD7685能夠處理MEASOUT路徑上的0 V至5 V輸出范圍，所以適合本應用。此外，如果希望升級路徑，那么速度更快、尺寸相同的其它ADC（例如500 kSPSAD7686）也是頗具吸引力的選擇。 ADC 考慮因素 每個DPS通道可以有一個專用ADC，從而提供最快的吞吐速率；或者也可以多個通道共用一個ADC。許多典型應用中，8個或16個通道共用一個ADC。 利用各MEASOUT引腳的內部禁用功能，可以實現多個通道共用一個ADC。這就要求對DPS寄存器執行寫入命令，以使能/禁用相應的開關。如果選擇這種方法，則應注意，一次只能選擇一個MEASOUT。 或者，可利用外部4:1或8:1多路復用器來控制測量通道選擇。以這種方式，可以使能所有MEASOUT路徑，由多路復用器選擇測量通道。類似地，采用16:1多路復用器時，可實現更多測量路徑共享一個ADC。多路復用器的選擇將取決于所用的ADC及其輸入電壓范圍。（對于雙極性輸入ADC，ADG1404/ADG1204將是理想之選；若采用單電源，則ADG706或ADG708更合適。）MEASOUT路徑的輸出阻抗通常為60 Ω；除開關阻抗外，還應考慮使用一個ADC緩沖器來驅動ADC（例如，運算放大器ADA4898-1是合適的選擇）。 基準電壓源 由于需要25 V輸出電壓范圍，因此選擇5 V X-FET基準電壓源ADR435 。該基準電壓源具有出色的溫度漂移性能和低噪聲特性，能夠驅動多個PMU通道。 溫度監控器 AD5560具有16個溫度監控二極管組成的陣列，分別位于芯片上的不同點。必須用電流驅動這些二極管來產生電壓，從而指示芯片相應區域的溫度。借助芯片上如此多的溫度二極管，用戶就能測量芯片或電路板在特定情況下的溫度梯度。為此，選擇ON Semiconductor的溫度監控器ADT7461A，以便與片內溫度二極管接口。由于本例中每個二極管均通過多路復用器與AD5560的GPO引腳相連，因此ADT7461A的串聯電阻消除功能很重要。如果沒有串聯電阻消除功能，多路復用器的導通電阻將會產生測量誤差。請注意，ADT7461A配有一個雙線式接口。 補償和前饋電容 作為設備電源，根據待測設備旁路和去耦要求的不同，AD5560可能會面對各種容性負載。本電路設計可處理0 μF至160 μF的容性負載。為了使內部補償算法實現最佳穩定性，并建立至此負載范圍內，需用表1所示的外部電容。 ? ? Table 1. Suggested Compensation Capacitor Selection for?DUT Capacitance of 0 μF to 160 μF Capacitor Value? CC0 100 pF? CC1 100 pF? CC2 330 pF CC3 3.3 nF CF0 4.7 nF CF1 22 nF CF2 100 nF CF3 470 nF CF4 2.2 μF 雖然有4個補償輸入引腳(CCX) 和5個前饋電容輸入引腳(CFX)，但只有待測設備負載電容有較大變化時，用戶才需要使用所有的電容輸入。如果待測設備負載電容值已知，并且不會因電壓范圍與測試條件的組合不同而變化，則可以僅用一組CCX和CFX電容。有關補償算法的詳細信息，請參考AD5560數據手冊。 圖2. 在AD5560內使用額外供電軌以實現多種電壓/電流范圍并使功耗最小的一個示例（原理示意圖，未顯示去耦和所有連接） ? CCX和CFX引腳的電壓范圍與FORCE上的預期電壓范圍相同；因此，選擇電容時應考慮這一情況。CFX電容可以具有10%的容差，特別是在低電流范圍內測量電流時，這一額外變量會直接影響建立時間。CCX 的容差不應大于5%。 輸出電壓范圍 本設計電路的輸出電壓范圍如下： 0 V至25 V / 5 μA至25 mA 0 V至7 V / 500 mA 0 V至3 V / 1.2 A 為配置這些供電軌組合，我們需要調整OFFSET DAC的設置。建議值為0xD1D，它可以實現上述范圍。圖2所示的例子說明如何分配AD5560來實現這些輸出范圍。 高電流(HC)電源路徑二極管 由于AD5560可以輸出高電流，提供最高1.2 A的電流范圍，因此可將這些供電軌分為三種不同類型：低電流范圍（5 μA至25 mA）采用AVDD/AVSS供電；中間電流范圍（稱為EXT2）采用HCAVDD2/HCAVSS2供電；高電流范圍（稱為EXT1）采用HCAVDD1/HCAVSS1供電。HC電源應始終等于或小于AVDD/AVSS供電軌。HC供電軌的作用是讓用戶選擇電壓較低的電源，以降低AD5560的功耗。EXT1和EXT2輸出級設計要求供電電壓高于待測設備電壓。如果HC電源低于AVDD/AVSS電源，則可能會存在不符合上述要求的情況。因此，我們建議在HC電源與HC封裝引腳之間的路徑中添加一個二極管（如圖2所示）。當EXT1級或EXT2級關斷時，我們希望它保持關斷，并且不會泄漏電流至待測設備。這樣，該二極管與內部泄漏電阻一起，將可以提高HC封裝引腳電壓（接近AVDD/AVSS電源軌），從而使EXT1/EXT2輸出級保持關斷狀態。圖3和圖4分別顯示適合EXT1和EXT2范圍的二極管電路詳情。 圖3. 用于EXT1范圍的二極管示例 ? 該二極管需能夠承載輸出級所能提供的最高電流（包括瞬時電流/故障條件）。EXT1級的電流要求可能遠高于EXT2級，因此在選擇二極管時，最好分別為EXT1和EXT2選擇不同的二極管（就電路板大小而言）。 為使總功耗和電源開銷最小，壓降應盡可能低。 二極管關斷時的泄漏電流或反向電流應足夠低，以確保HC引腳電壓能夠支持待測設備輸出電壓范圍。二極管的反向電流會在內部泄漏電阻（EXT1為33 kΩ，EXT2為100 kΩ）上產生壓降；因此，HC引腳電壓會降低。 許多供應商均可提供合適的二極管，如ON Semiconductor、Vishay等。 可以用低導通電阻功率MOSFET代替二極管，如圖5所示。由于FET上的壓降遠低于二極管，因而采用MOSFET的優勢是可以降低總功耗。 請注意，分立功率MOS器件的漏極與源極之間存在一個寄生體二極管。此二極管的方向必須與MOS器件所代替的常用二極管的方向相同。同時必須為MOS柵極提供合適的驅動器。 圖4. 用于EXT2范圍的二極管示例 ? 圖5. 用MOSFET代替二極管示例 ? 本電路必須構建在具有較大面積接地層的多層電路板上。為實現最佳性能，必須采用適當的布局、接地和去耦技術（請參考教程MT-031——“實現數據轉換器的接地并解開AGND和DGND的謎團”，以及教程MT-101——“去耦技術”）。請注意，圖1為原理示意圖，并未顯示所有必需的去耦。精心考慮電源和接地回路布局有助于確保達到額定性能。安裝AD5560所用的印刷電路板(PCB)應采用模擬部分與數字部分分離設計，并限制在電路板的一定區域內。如果AD5560所在系統中有多個器件要求AGND至DGND連接，則只能在一個點上進行連接。星形接地點盡可能靠近該器件。 線性度測量 圖6和圖7顯示FVMV（強制電壓、測量電壓）模式下系統的線性度測量結果。圖6顯示偏斜電源（+28 V、?5 V）的線性度。對于這一特定增益設置(MEASOUT GAIN = 0.2)，偏斜電源條件下線性度性能會降低。圖7顯示對稱電源(±15 V)的線性度獲得改善。兩項測量均采用AD7685 ADC和圖1所示電路進行。對于對稱電源，FVMI（強制電壓、測量電流）模式下的線性度測量結果如圖8所示。 溫度測量 用ADT7461A測得的溫度梯度示例如圖9所示。此處使用的散熱器只是一個簡易散熱器，不存在氣流。目的是幫助我們了解在1 A負載條件下，使用片內溫度二極管的芯片溫度梯度情況；功耗大約為5.4 W。二極管用編號表示（按照數據手冊）；本例在不同時間點循環測量一些二極管。即使采用這一簡易散熱器，也可以看到芯片上存在17°C的溫差。 圖6. 使用AD7685測量折合到待測設備的FVMV（強制電壓、測量電壓）線性度誤差時的典型線性度性能；+28 V、?5 V偏斜電源；注意：其中包括FV誤差。 ? 圖7. 使用AD7685測量折合到待測設備的FVMV線性度誤差時的典型線性度性能；±15 V對稱電源；注意：其中包括FV誤差 ? 圖8. 使用AD7685測量FVMI（強制電壓、測量電流）線性度誤差時的典型線性度性能；±15 V對稱電源。 ? 圖9. ADT7461A用作溫度監控器示例（X軸為時間，單位為秒）。 ? CN0130 適合自動測試設備的集成設備電源(DPS)，輸出電壓范圍為0 V至25 V CN0130 | circuit note and reference circuit info 適合自動測試設備的集成設備電源(DPS)，輸出電壓范圍為0 V至25 V | Analog Devices 以前，DPS（設備電源）解決方案采用分立放大器、開關、DAC、電阻等器件設計。隨著硅工藝的革新和芯片日益縮小，現在能夠實現高度集成的解決方案，但幾乎不可能將所有器件均集成到一塊硅片上。雖然AD5560DPS是一款高度集成的器件，但若要提供完整的系統解決方案，仍需要精心選擇幾個外部器件。 本電路筆記旨在詳細說明為了提供更完整的設備電源解決方案，需要哪些器件以及為什么選擇這些器件。 該產品主要用于自動測試設備(ATE)中驅動受測設備(DUT)的電源。因此，對這種DPS有許多不同的要求，包括電壓和電流規格（取決于它所驅動的受測設備類型），以及穩定性、精度等其它因素。 作為設備電源，AD5560必須能夠及時提供受測設備所需的電壓和電流。 受最大容許電壓|AVDD ? AVSS| ≤ 33 V限制，AD5560可以在?22 V至+25 V范圍內實現25 V的峰峰值電壓跨度。 此外，AD5560提供的電流范圍可以高達±1.2 A。請注意，由于封裝的功耗限制，在較高輸出電壓時無法提供1.2 A電流。 1.2 A輸出能力主要針對向不大于3.5 V的低壓軌供電。因此，在審查電壓和電流要求時，需要考慮許多因素，例如：上裕量、下裕量(footroom)、最差情況下的功耗、供電軌、熱性能等。 本電路旨在提供三個受測設備供電軌： 0 V 至25 V / 5 μA至25 mA 0 V 至7 V / 500 mA 0 V 至3 V / 1.2 A 本電路所選的器件和配置將根據上述組合專門定制。 欲了解該產品的其它用途或更詳細信息，請參考AD5560數據手冊。 CN0130 以前，DPS（設備電源）解決方案采用分立放大器、開關、DAC、電阻等器件設計。隨著硅工藝的革新和芯片日益縮小，現在能夠實現高度集成的解決方案，但幾乎不可能將所有器件均集成到一塊硅片上。雖然adi