CN0320 不同的IQ解調器、PLL和VCO、ADC ADI公司提供其他類型的集成式IQ解調器，如ADRF6806 和ADRF6807。這些IQ解調器的射頻頻率范圍分別為50 MHz至525 MHz和700 MHz至1050 MHz。兩款器件的輸出共模電壓均為1.65 V，與3.3 V驅動器和ADC具有更佳的兼容性。 ADI公司還提供可將IQ解調器功能與頻率合成器功能相分離的解決方案。工作頻率范圍相同的IQ解調器有：ADL5380和ADL5382和 ADL5387。這些IQ解調器的不同之處包括動態范圍和正交系統。 集成VCO的頻率合成器產品有：ADF4350、 ADF4351和 ADF4360，可在135 MHz至4350 MHz的寬頻率范圍內工作，具有不同相位噪聲和輸出功率指標。 在正交解調器之前加入一個諸如ADL5330的級聯低噪聲可變增益放大器(VGA)不僅可為系統帶來更多增益，還有助于改善總系統噪聲性能(假設VGA噪聲系數低于正交解調器)。后續級的噪聲系數通過初始VGA的增益進行分頻處理。加入一個VGA而非固定增益放大器的另一個好處是可以設計AGC環路，從而將正交解調器的輸入信號保持在固定電平。為了最大程度減少失真，這一限制施加于正交解調器和任何后續級信號電平的能力非常重要。 需要/使用的設備 信號發生器包括 Agilent E4438C矢量信號發生器 Agilent 8665B信號發生器 型號為119-3651-00的Wenzel晶振(100 MHz) 基帶信號捕獲器件有： Agilent DSO90604A示波器 EVM運算器件包括： Agilent 89600 VSA軟件 運行Windows XP的PC，通過USB電纜連接到Agilent DSP90604A示波器 電源包括 ±5 V電源除AD8130電路板需要±5 V外，所有電路板均需要+5 VAgilent E4438C矢量信號發生器 評估板包括 ADRF6801-EVALZ (需要一個) ADRF6510-EVALZ(需要一個) AD9248-BCP-65EBZ(需要一個) HSC-ADC-EVALB-DCZ(需要一個) AD8130-EBZ (如果進行EVM測量則需要兩個) 開始使用 如需使用ADRF6801、ADRF6510、AD9248和數據捕捉卡HSC-ADC-EVALB-DCZ，則需使用評估軟件控制每個器件的不同部分。此軟件可在工具、軟件和仿真模型鏈接中的各個產品網頁上找到。下載和安裝軟件后，將USB電纜從電腦連接到評估板，然后針對需要控制的器件運行軟件。 功能框圖 圖17顯示了用于測試接收鏈的測試設置功能框圖。注意，信號路徑從ADRF6801的輸出端至AD9248的輸入端，是完全差分的。 設置與測試 接收機測試設置的第一步是開啟所有測試設備。測試設備預熱時，電路板必須正確配置以便在信號鏈內正常使用。 在ADRF6801板上，旁路輸出巴倫，以便在ADRF6801和ADRF6510之間獲得完全差分的直流耦合信號路徑。 在ADRF6510板上，執行下列操作： 旁路輸入和輸出巴倫 用1 μF電容取代普通COFS電容 在AD9248板上，移除巴倫，并將半剛性電纜按照巴倫尺寸進行焊接。這樣可在ADRF6510和AD9248之間提供差分直流耦合連接。標準AD9248評估板提供單端交流耦合連接(通過巴倫)或單端直流耦合連接(通過板載AD8138放大器)。用戶可使用單端設置，同時依然執行前文所述之全部測量(共模測量除外)。滿量程電壓設為2 V。在AD9248評估板上構建抗混疊濾波器。有多個表貼器件焊盤可用來構建抗混疊濾波器。 收集評估板，并將所有信號路徑連在一起，如圖17所示。將所有電路板連接至+5 V，然后插入AD9248板和數據采集板，并連接提供的電源。請確保電源電流與期望值一致。 圖17. 測試直接變頻接收機的功能框圖 將矢量信號發生器的單端、50 ?輸出連接到ADRF6801評估板的RFIN。 將USB電纜從PC連接到示波器。 將ADRF6801的REFIN端口連接到低相位噪聲源；此時Wenzel振蕩器頻率為100 MHz。 在Agilent E4438C矢量信號發生器上，執行下列操作： 將RF載波頻率設置為895 MHz。 將幅度設置為?30 dBm。 接通RF端口。 在PC上啟動Visual Analog軟件。在軟件中執行下列操作： 查找AD9248，打開FFT平均畫布。 設置均值為20，然后設置“移動平均”。 運行軟件，開始采集ADC數據。 從?50 dBm掃描至+4 dBm，以便在此測試設置下測試接收機。ADRF6510上的增益始終設置為實現?3 dBFS的ADC輸入端信號電平，即1.0 V p-p差分信號。某些情況下，對于極小的信號電平，ADRF6510無足夠的增益來達到1.0 V p-p差分電平。 將ADRF6801或ADRF6510的I和Q差分輸出信號與執行差分至單端信號轉換的兩塊AD8130評估板(AD8130-EBZ)輸入端相連，即可測量EVM。然后，將單端I和Q信號連接至Agilent DSO90604A示波器，并將示波器連接到運行Agilent 89600 VSA軟件的Windows PC。 ? 圖17. 測試直接變頻接收機的功能框圖 ? 接收機架構 本電路筆記中描述了接收機的直接變頻(也稱為零差或零中頻)架構。與可以執行多次頻率轉換的超外差式接收機相比，直接變頻無線電只能執行一次頻率轉換。一次頻率轉換的優勢如下： 降低接收機復雜性，減少所需級數；提高性能和降低功耗 避免鏡像抑制問題和不需要的混頻產物；只需要基帶上的一個LPF 高靈敏度(相鄰通道抑制比[ACRR]) 圖1顯示了該系統的基本原理示意圖，包括由小數N分頻PLL和VCO組成的集成式正交解調器，后接具有可變基帶增益的可編程低通濾波器。信號鏈的最后一部分是一個抗混疊濾波器和一個雙通道ADC。 理想情況下，第一級的輸入和最后級的輸出應設置系統的動態范圍(信噪比)。實際上，情況可能并非如此。 IQ解調器、小數N分頻PLL和VCO 輸入信號施加至ADRF6801正交解調器，該解調器將頻率轉換為零中頻。ADRF6801片內集成頻率合成器，提供所需的LO信號。該頻率合成器由小數N分頻PLL和VCO組成，在標準閉環模式下可提供750 MHz至1150 MHz的LO頻率范圍。 ADRF6801使用兩個雙平衡混頻器，一個用于I通道，一個用于Q通道。提供給混頻器的LO使用2分頻正交分相器生成。這為I和Q通道分別提供了0°和90°信號。ADRF6801在RF輸入至基帶I和Q輸出之間提供約5 dB的轉換增益。 低通濾波器、基帶可變增益放大器(VGA)和ADC驅動器 低通濾波器、基帶可變增益放大器(VGA)和ADC驅動器低通濾波器、基帶增益和ADC驅動功能全部使用ADRF6510來實現。施加于ADRF6510的信號現在具有獨立的I和Q路徑，信號首先通過前置放大器放大，然后進行低通濾波，以抑制任何不需要的帶外信號和/或噪聲，最后通過VGA放大。 ADRF6510的每個通道可分為三個級 前置放大器 可編程低通濾波器 VGA和輸出驅動器 通過GNSW引腳，前置放大器具有6 dB或12 dB的用戶可選增益。低通濾波器可通過SPI端口設置為1 MHz至30 MHz的轉折頻率，步進為1 MHz。VGA具有50 dB增益范圍，增益斜率為30 mV/dB。VGA增益通過GAIN引腳控制，GNSW引腳被拉低時范圍可為?5 dB至+45 dB，GNSW引腳被拉高時范圍可為+1 dB至+51 dB。輸出驅動器能夠將1.5 V p-p差分電壓驅動至1 k 負載內，同時保持高于60 dBc的HD2和HD3。 可施加于低通濾波器同時仍在ADRF6510內保持可接受的HD電平的最大連續波(CW)信號為2 V p-p，此時增益最小(GNSW = 0 V，GAIN = 0 V) 。 ADRF6510發出的IQ信號可施加于模數轉換器(ADC)，例如AD9248，但必須首先在兩級之間部署無源低通濾波。 抗混疊濾波器 通過抗混疊濾波器的I和Q信號有助于： 減少帶外噪聲 減少ADRF6510的輸出噪聲(特別是在較高的增益下) 減少來自ADC的電荷反沖 有助于減少帶外阻塞(雖然它們應當由ADRF6510的濾波功能加以消減) 抗混疊濾波器是一個低通濾波器，設計為具有約30 MHz至120 MHz的轉折頻率范圍。如果已知信號的頻譜成分低于30 MHz，那么可以選擇較低的轉折頻率。 總共在系統中測試了5個抗混疊濾波器。前3個測試的抗混疊濾波器為差分RC型，如圖2所示。濾波器1的R = 33 ，C = 18 pF。這使得低通轉折頻率為大約134 MHz。 圖2. 抗混疊濾波器(濾波器1、2和3) ? 濾波器2的R = 33 ，C = 39 pF，因此低通轉折頻率為62 MHz。最后，濾波器3的R = 33 ，C = 68 pF，因此轉折頻率為35.5 MHz。圖3中的濾波器4是一款LC濾波器，轉折頻率為33 MHz；圖4中的濾波器5是一款RLC濾波器，轉折頻率也是33 MHz。 圖3. 抗混疊濾波器4 圖4. 抗混疊濾波器5 ADC 來自抗混疊濾波器的信號施加于ADC。AD9248是一款雙通道、14位、65 MSPS 3 V ADC，集成高性能采樣-保持放大器和基準電壓源。 測量結果： ADRF6510和ADRF6510/ADRF6801組合的EVM4 QAM 5 MSPS調制信號施加于ADRF6801正交解調器的輸入端，并測量誤差矢量幅度(EVM)。使用兩塊AD8130-EBZ評估板 將ADRF6801和ADRF6510的差分輸出信號轉換為單端信號。有關測試設置的更多信息，請參見“電路評估和測試”部分。 EVM衡量數字發射機或接收機的性能質量，反映幅度和相位誤差所導致的實際星座點與理想位置的偏差，如圖5所示。 圖5. EVM圖 ? 圖6顯示EVM與ADRF6801輸入功率的關系，僅使用ADRF6801和ADRF6801，后接ADRF6510。對于ADRF6801和ADRF6510曲線，掃描為保持1.5 V p-p輸出電壓作為ADRF6801輸入功率所需的ADRF6510增益變化。施加于ADRF6510的前置放大器增益設為6 dB。 圖6. EVM與ADRF6801和ADRF6801/ADRF6510組合輸入功率的關系 ? 單獨測試ADRF6801時，需注意，對于高輸入信號電平，EVM在達到大約+5 dBm輸入功率之前都不會下降。但當ADRF6801驅動ADRF6510時，EVM將在約0 dBm輸入功率時開始下降。這是因為當前置放大器增益設為6 dB且模擬增益為最小值時，ADRF6510上的低通濾波器只能處理2 V p-p，即ADRF6510輸入引腳為1 V p-p。超出此信號電平會導致失真，使EVM下降。 對于低輸入信號電平而言，SNR變得更低，并且EVM的測量結果開始下降。單獨測試ADRF6801時，EVM將在大約?25 dBm時開始下降。但是，當ADRF6801驅動ADRF6510時，EVM直到?40 dBm才開始下降。在較低的信號水平下測量兩個器件時，EVM會有所下降，這主要是由ADRF6510產生的噪聲導致的。但是，浴盆圖的噪底更為平坦且一致，并且由于基帶可變增益，分辨較小信號的能力比ADRF6801驅動ADRF6510時要強很多。 有關ADRF6510和ADRF6801更詳細的EVM測量可參考各自的數據手冊。 測量結果：包含ADC的完整信號鏈 圖7至圖16中的信號鏈包括ADRF6801、ADRF6510和AD9248。全部三個器件相互之間均為直流耦合。ADRF6801和ADRF6510之間的共模電壓為2.6 V。ADRF6510和AD9248之間的共模電壓為2.0 V。ADC滿量程電壓為2 V。對ADRF6801的輸入功率進行掃描，同時改變ADRF6510的增益，以便將ADC輸入設為?3 dBFS的適當信號電平。使用ADC和Visual Analog軟件測量SNR、SFDR、THD、HD2和HD3。使用Agilent 8665B低相位噪聲信號發生器，將采樣速率設為65 MSPS。使用兩種不同的ADRF6510濾波器帶寬：5 MHz和30 MHz。此外，將ADRF6510的前置放大器增益從6 dB改為12 dB。輸入ADRF6801的RF信號為895 MHz，LO信號設為900 MHz，從而產生5 MHz中頻信號音。使用100 MHz作為參考。對參考信號進行4分頻，產生25 MHz PFD頻率。采用型號為119-3651-00的Wenzel晶振產生100 MHz信號。 本電路筆記收集的數據顯示AD9248ADC的SNR (71.6 dB)和SFDR (80.5 dBc)性能超過了ADRF6801和ADRF6510組合的性能。系統的總SNR和SFDR主要受限于ADRF6510的輸出噪聲，增益為20 dB時其額定值為?130 dBV/√Hz，濾波器帶寬為30 MHz，在中間頻帶測量。(有關ADRF6510噪聲與增益和帶寬設置的更多信息，請參考ADRF6510數據手冊)。 ADRF6510濾波器在高輸入功率水平時表現出壓縮特性(本例中為低增益)，增加了諧波失真。基本上，在低輸入功率水平下，ADC測量ADRF6510的輸出噪底，并且HD2和HD3信號音低于此噪底。由于在較低的輸入功率下具有較高的增益，ADRF6510的輸出噪底有所增加。 圖7和圖8顯示整個信號鏈(包括ADC)的SNR。在低功率水平下，SNR幾乎逐dB下降。ADRF6510的增益為最大值，并且無法繼續在較低的輸入功率水平下提供?3 dBFS。信號幅度下降，而噪聲相對保持恒定；因此，SNR下降。當信號和增益足以達到?3 dBFS時，SNR達到恒定水平。使用抗混疊濾波器3可獲得最佳SNR，雖然分散在所有濾波器之間的只有大約1 dB，但抗混疊濾波器1除外，相比其余濾波器，該濾波器使SNR變差。 當ADRF6510濾波器設為30 MHz時，在最高的輸入功率下SNR大幅下降，如圖8所示。這是因為ADRF6510濾波器的壓縮導致HD2和HD3突然下降，而整個噪底急劇增加。 圖7. 5個抗混疊濾波器的系統SNR(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = 低電平，前端增益= 6 dB) ? 圖8. 5個抗混疊濾波器的系統SNR(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = 高電平，前端增益= 12 dB) ? 圖9和圖10顯示使用不同抗混疊濾波器時，整個系統的SFDR。濾波器4和濾波器5表現很差，在大部分輸入功率范圍內的SFDR為40 dB。這是因為HD3信號音限制了SFDR。對于其他抗混疊濾波器，在大部分范圍內SFDR都超過了60 dB。由于主信號音并非?3 dBFS，輸入功率較低時SFDR略微下降。 在較高的輸入功率水平下，SFDR受限于ADRF6510濾波器壓縮產生的諧波。 圖9. 5個抗混疊濾波器的系統SFDR(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz5 MHz中頻信號音，GNSW = 低電平，前端增益= 6 dB) ? 圖10. 5個抗混疊濾波器的系統SFDR(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = 高電平，前端增益= 12 dB) ? 圖11、圖12、圖13和圖14顯示系統的HD2和HD3。抗混疊濾波器4和5再次表現出了較差的性能，HD2性能約為?55 dBc，而HD3僅為?40 dBc。濾波器1、2和3的表現要好得多，HD2和HD3優于?70 dBc。 在輸入功率范圍內的低端，HD2和HD3分量比噪底還小，實際記錄下來的是噪聲。ADRF6510的增益降至足夠低以后，輸出噪聲下降，顯示出HD信號音，從而可進行適當測量。 在輸入功率范圍內的高端，HD2和HD3大幅下降。這是ADRF6510濾波器的壓縮導致的。 圖11. 5個抗混疊濾波器的系統HD2(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = 低電平，前端增益= 6 dB) ? 圖12. 5個抗混疊濾波器的系統HD2(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音 圖13. 5個抗混疊濾波器的系統HD3(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = 低電平，前端增益= 6 dB) 圖14. 5個抗混疊濾波器的系統HD3(ADRF6510的濾波器轉折頻率為30 MHz和5 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = ? 抗混疊濾波器性能總結 測試并顯示了5個抗混疊濾波器。相比LC和RLC類濾波器，RC類濾波器具有好得多的諧波失真性能。使用ADRF6510驅動AD9248時，建議采用轉折頻率盡可能低的RC濾波器，以便應用的所有指標都達到最佳值。 共模掃描 在ADRF6510的輸出和AD9248的輸入之間采用非2 V的共模電壓，同時保持良好的性能是可能的。 圖15和圖16顯示共模掃描的全部標準指標。共模電壓范圍為1.5 V至3 V時，系統具有良好的性能。低共模電壓下的性能下降主要是由ADRF6510導致的，而高共模電壓下的性能下降由ADRF6510和AD9248的組合所導致。對于ADRF6510/AD9248而言，將共模電壓設為2.25 V可獲得最佳性能。 圖15. 系統SNR和SFDR與ADRF6510輸出共模電壓的關系(ADRF6510濾波器轉折頻率為30 MHz，5 MHz中頻信號音，GNSW = 高電平，前端增益= 6 dB) ? 圖16. 系統HD2、HD3和THD與ADRF6510輸出共模電壓的關系(ADRF6510濾波器轉折頻率為30 MHz，5 MHz中頻信號音 ? CN0320 基于IQ解調器，具有中頻和基帶可變增益以及可編程基帶濾波功能的中頻至基帶接收機 本電路是靈活的頻率捷變直接變頻中頻至基帶接收機，其5 dB固定轉換增益可降低級聯噪聲系數。可變基帶增益用來調節信號電平。基帶ADC驅動器還包括可編程低通濾波器，可消除通道外阻塞和噪聲。 此濾波器的帶寬可隨著輸入信號帶寬變化而動態地調節。這樣可以確保由本電路驅動的ADC的可用動態范圍得到充分使用。 本電路的核心部分是一個集成式IQ解調器，由小數N分頻PLL和VCO組成。由于僅有一個(可變)參考頻率，PLL/VCO可提供范圍為750 MHz至1150 MHz的本振(LO)信號。精確的正交平衡和低輸出直流失調確保了對誤差矢量幅度(EVM)的影響極小。 本電路內所有元件間的接口均采用全差分式。如果不同級間需要直流耦合，相鄰級的偏置電平彼此兼容。 圖1.直接變頻接收機原理示意圖(未顯示所有連接和去耦) ? CN0320 CN0320 | circuit note and reference circuit info 基于IQ解調器，具有中頻和基帶可變增益以及可編程基帶濾波功能的中頻至基帶接收機 | Analog Devices 本電路是靈活的頻率捷變直接變頻中頻至基帶接收機，其5 dB固定轉換增益可降低級聯噪聲系數。可變基帶增益用來調節信號電平。基帶ADC驅動器還包括可編程低通濾波器，可消除通道外阻塞和噪聲

此濾波器的帶寬可隨著輸入信號帶寬變化而動態地調節。這樣可以確保由本電路驅動的ADC的可用動態

• 中頻至基帶直接轉換
• 動態帶寬調整
• LO輸入頻率范圍為750MHz至1150MHz

(analog)