基于IEEE 802.1la的OFDM同步系統設計與實現

第四代移動通信中將提供高達100Mb／s甚至更高的數據傳輸速率，能夠滿足從語音擴展到數據、圖像、視頻等大量信息的高質量的多媒體業務。隨著無線通信業務的飛速發展，為了在可用頻帶日趨緊張的情況下提高頻帶利用率．正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing．OFDM)已成為第四代移動通信系統的核心技術。其基本思想是：將信道分成若干個正交子信道，將高速數據信號轉換成并行的低速子數據流，調制到每個子信道上進行傳輸。各子信道問保持正交，頻譜相互重疊，與單載波調制相比，提高了頻譜利用率，但是OFDM系統對定時誤差和頻率偏移比單載波調制敏感，其同步精度的要求比單載波調制更高，同步偏差會在0FDM系統中引起嚴重的ISI(Inter Symbol Interference，碼間干擾)和ICI(Inter Carrier Inteference，載波間干擾)。另外由于OFDM信號的波形，使得很多為單載波系統設計的同步算法不能被采用。因此，同步系統的研究對于OFDM寬帶數據通信系統的實現具有重要的意義。

本義簡要介紹了OFDM的系統結構，分析了同步對OFDM系統的影響，在IEEE 802.1la協議的基礎上設計了一種OFDM的同步系統方案，并重點討論了幀同步、符號同步和載波同步與跟蹤的關鍵技術，最后利用FPGA實現了整個方案。

1 OFDM系統結構以及同步偏差對系統的性能影響

1．1 OFDM的系統結構

OFDM的系統結構如圖1所示。

1．2 同步偏差對系統的性能影響

OFDM的基帶信號表達式如下：

式中：N為子載波數目(N=64)，ak，m為每個子載波的調制系數，T為OFDM符號的時長4μs(包括循環前綴0.8μs和FFT符號寬度3.2μs)，T0為一個OFDM符號的周期長度3.2μs(不包含循環長度)，f0＝1／T0。

可見，當收發兩端不同步時，將會從以下3方面影響系統性能：

(1)對接收信號的各個子信道產生相位旋轉；

(2)降低接收信號的各個子信道的正交性，增大各子信道的噪聲；

(3)降低接收信號的各子信道信號功率。

因此，系統的不同步將對信號的恢復造成很大的影響，所以接收機必須采取有效的同步方式。通常情況下采樣時鐘偏移可以忽略不計，下面是系統同步部分的方案設計。

2同步方案設計

常用的同步有2種基本方法：一種是非數據輔助(NonData Aided，NDA)同步；另一種同步方式為數據輔助(DataAided，DA)同步。非數據輔助方式的同步時間相對較長，廣播方式的通信系統對同步的時間要求不高，可以采用這種方式，而對于突發方式的無線寬帶通信，要求快速的同步建立時間。一般采用數據輔助同步方式。考慮系統資源、同步時間以及實現復雜度等幾個因素，本系統采用基于長、短碼訓練序列以及輔助導頻的數據輔助同步。

在一般的通信系統中，幀同步過程往往放在載波同步和碼元定時同步之后完成。但對于IEEE 802.11a系統而言，其突發通信的性質決定了其幀同步需在載波同步和碼元同步之前完成，即在存在載波頻偏和碼元定時偏移的情況下建立幀同步。常用的幀檢測方法有能量檢測法，雙滑動窗口分組檢測法。在進行幀檢測時，尚未進行頻率同步，收到的復基帶信號可能存在較大的頻率偏差，因此需要選擇一種受頻率偏差影響較小的算法。本文選用基于Schimdl&Cox提出的延時自相關算法，并在此基礎上引入了濾波保護計數，減小了誤檢測的出現概率。

P(d)為接收信號和接收信號延時的互相關值，D＝16，表示短訓練序列的周期，R(d)表示了相應接收信號的能量，用于做判決統計的歸一化，rd輸入的復基帶信號的采樣值。當M(d)值迅速跳變為最大值，則表明數據幀信號已經到達。

2．2 符號同步

精確的符號同步通常是基于時域或頻域的相關運算實現。Warner和Bingham利用了導頻信號在頻域內的相關特性，Couasnon則利用了循環前綴所包含的冗余信息。考慮突發數據與DVB等廣播數據的不同，這里采用短訓練序列具有尖銳的自相關峰值的特性，利用接收信號和本地訓練序列信號的尖銳相關峰值來實現精確的符號同步。式中，Sd為本地的短訓練序列復信號，rd為接收到的基帶復信號。根據M′(d)的值來完成對符號的精確同步。

2．3 載波同步與跟蹤

OFDM系統對載波頻率的偏移非常敏感，較小的載波頻率偏移都會引起相鄰子載波問的ICI，破壞子載波間的正交性，一般1％載波頻率偏移就會對系統產生嚴重的影響。訓練序列中重復相同的兩部分經過信道傳輸后，他們之間會由于載波頻率的偏差而產生相位的偏移，通過對相位偏移值的計算，便可以得到頻偏的估計，其估計范圍與估計精度均與重復訓練序列的周期有直接關系。這里分別利用重復的短訓練序列完成頻率的粗估計，重復的長訓練序列完成頻率的細估計。

D為兩個重復符號的相同取樣之間的延時，短訓練序列中D＝16，長訓練序列中D＝64。故由上式可知，短訓練序列和長訓練序列的頻率估計范圍分別是625kHz和156.25 kHz。用長短訓練序列結合的頻率估計方法，不僅解決了捕捉范圍寬的問題，同時提高了捕捉精度。

頻偏估計并非一個完備的過程，時域的頻偏估計糾正后，仍然有部分殘留頻偏誤差(4kHz內)，由于OFDM幀的持續時間的增長，殘留頻偏誤差會造成相位的偏移量不斷增加，因此隨著相位偏差的增大會引起星座圖的旋轉，以至造成解調失效。

由于802.11a中每個符號在頻域上有4個對稱的導頻(分別在－2l，－7，+7和+21子載波上)．因此可以在FFT后通過將頻域中的4個導頻提取出來，然后根據4個導頻相位偏移的平均值：

對殘留頻偏產生的相位旋轉進行糾正跟蹤。

3 系統仿真

假如收發雙方晶振的頻率穩定度為20ppm(IEEE802.11a規定收發載波頻率最大偏移為±20ppm)，載波頻率為5GHz。則在最惡劣的情況下，接收端的頻率誤差為40ppm，即5×109×40×10-6＝200kHz。

系統仿真環境：瑞利信道，信噪比為20dB，采用16QAM調制方式，輸入人為頻偏為300kHz，200個OFDM符號。

按照設計的同步方案，仿真圖如圖4～圖8所示。

通過觀察16QAM接收信號的星座圖可以明顯看出：同步與否對于信號的恢復起了決定性的作用，該同步系統方案可以在低性噪比的情況下正確地恢復出原始信號。

4 FPGA實現

整個同步系統的實現是在基帶數字域內完成的，我們采用ALTERA公司推出的cycloneⅡFPGA，采用VHD 語言在QuartusⅡ5.1開發環境下進行設計。設計中采用 QuartusⅡ中的SignalTapⅡ邏輯分析儀對同步的結果進行觀察。

第一行為70MHz的中頻A／D采樣信號輸入；第二行為幀檢測的判決信息；第三行為幀同步信號到檢測標志，為了防止幀誤檢測，加入了保護計數，所以幀檢測信號相對數據信號的到達有一定的延時；第四行為長碼符號位置指示；第五行為提供給FFT的窗口控制信號，高電平段表示數據段(3.2μs)，低電平間隔為循環前綴(0.8μs)；最后一行為頻率偏移的估計控制值(以80MHz為參考的估計值)，用于送入NCO校正本地載波，中間段是短訓練序列的粗頻偏估計值，隨后是由長、短兩種訓練序列估計頻偏的最終值。可以看出頻率偏移糾正值

與輸入認為頻偏300kHz基本相符，剩余頻偏產生的相位旋轉可以在頻域中用導頻糾正。

5 結 語

同步是()FDM系統的關鍵技術問題之一，在IEEE802.11a協議的基礎上，圍繞突發OFDM系統的同步問題，綜合考慮幀同步、符號定時同步以及載波同步與跟蹤，提出了一種同步系統方案，在頻率偏移大、信噪比低的情況下，可以快速實現系統同步。