摘要：本應(yīng)用筆記闡述了欠采樣接收機(jī)的系統(tǒng)級(jí)重要參數(shù)，并提供了設(shè)計(jì)人員確定這些性能參數(shù)所需要的各種方法，這些參數(shù)包括滿量程范圍、小信號(hào)噪聲底、信噪比和無雜散動(dòng)態(tài)范圍等。

寬帶接收機(jī)設(shè)計(jì)需要采用外差體系結(jié)構(gòu)，以便在有干擾或者阻塞信號(hào)的情況下獲得最佳靈敏度。以蜂窩cdma2000?多載波接收機(jī)設(shè)計(jì)為例，本文討論某些影響模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)選擇的重要參數(shù)―IF頻率、接收機(jī)模擬功率增益、信號(hào)帶寬和ADC采樣時(shí)鐘頻率等參數(shù)。通過這一設(shè)計(jì)實(shí)例，還討論了以下ADC參數(shù)：滿量程(FS)功率、小信號(hào)噪聲底(SSNF)、信噪比(SNR)和無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)。16位、80Msps MAX19586 ADC在當(dāng)今所有的ADC中具有最低的噪聲底，在接收機(jī)設(shè)計(jì)中不需要降低增益或采用自動(dòng)增益控制(AGC)。MAX19586優(yōu)異的噪聲性能以及SFDR性能能夠滿足甚至由于此類應(yīng)用對(duì)ADC的要求。

外差接收機(jī)包括一級(jí)混頻器(LO1)，將RF波形轉(zhuǎn)換為第一中頻(IF)信號(hào)(圖1)。可以對(duì)這一IF信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理或送入第二級(jí)混頻器(LO2)，將其轉(zhuǎn)換為頻率更低的IF。把信號(hào)轉(zhuǎn)換到更低IF利用了ADC良好的噪聲和線性性能，這些性能一般在低頻輸入時(shí)才能夠獲得。采用欠采樣技術(shù)數(shù)字化真實(shí)的帶通信號(hào)，其采樣速率在信號(hào)帶寬內(nèi)符合Nyquist定律，而不針對(duì)其絕對(duì)頻率。使用這一方法，ADC對(duì)真實(shí)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化，然后利用數(shù)字信號(hào)處理(DSP)技術(shù)，在數(shù)字域?qū)⑵滢D(zhuǎn)換為合成分量。這種方法的優(yōu)勢在于能夠降低硬件的復(fù)雜性和成本，因?yàn)榍凡蓸蛹夹g(shù)承擔(dān)了部分下變頻任務(wù)。但是，這種體系結(jié)構(gòu)需要時(shí)鐘速率較高的ADC，以及較寬的動(dòng)態(tài)范圍(即低噪聲和高線性)。欠采樣技術(shù)除了這些優(yōu)點(diǎn)之外，一個(gè)重要的缺點(diǎn)是噪聲混疊，如果輸入信號(hào)沒有進(jìn)行充分的帶寬限制，將對(duì)帶內(nèi)的混疊噪聲進(jìn)行數(shù)字化處理并和有用信號(hào)一起轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)，噪聲混疊將導(dǎo)致ADC的SNR下降。

圖1. 利用特性曲線確定超外差接收機(jī)的ADC NF、接收機(jī)功率增益、最大阻塞電平的最佳平衡點(diǎn)。

圖1所示框圖是蜂窩基站系統(tǒng)采用的典型二次下變頻接收機(jī)，這類接收機(jī)一般包含兩個(gè)相同的接收通道，提供分集接收。如果取消第二級(jí)混頻器，則可得到一次變頻架構(gòu)。假設(shè)ADC需要量化三個(gè)相鄰的cdma2000載波，每個(gè)載波的帶寬約為1.23MHz。這些載波信號(hào)轉(zhuǎn)換后將通過數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)進(jìn)行濾波。例如，ADC的時(shí)鐘速率為cdma2000載波碼率1.2288Msps的64倍，即78.64Msps。對(duì)于欠采樣接收機(jī)，時(shí)鐘速率決定了奈奎斯特帶寬(fCLK/2)，該指標(biāo)是計(jì)算ADC等效噪聲系數(shù)(NF)的重要參數(shù)。

假定系統(tǒng)噪聲系數(shù)(NF)的設(shè)計(jì)目標(biāo)是4dB，模擬電路部分提供的噪聲系數(shù)為3.8dB。在忽略阻塞干擾的情況下，為了滿足系統(tǒng)接收靈敏度的要求，只允許ADC為系統(tǒng)增加0.2dB的噪聲系數(shù)。需要注意的是4dB的噪聲系數(shù)遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于3GPP2 cdma2000標(biāo)準(zhǔn)的要求，但它代表了眾多蜂窩基站制造商的設(shè)計(jì)目標(biāo)，以便與最低要求相比留出足夠的裕量。圖1給出了在滿足系統(tǒng)噪聲系數(shù)設(shè)計(jì)目標(biāo)的條件下，模擬功率增益和ADC NF與天線端所能容許的帶內(nèi)干擾(阻塞)的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線(沒有使用自動(dòng)增益控制)。對(duì)模擬電路功率增益的要求取決于ADC的等效噪聲系數(shù)，而等效噪聲系數(shù)是由已知的滿量程功率電平(以dBm為單位)、SSNF、轉(zhuǎn)換速率計(jì)算得到的。

圖2. ADC的采樣頻率和中頻頻率確定后，可以確定各種混疊頻帶的情況

圖2表示沒有濾除的噪聲混疊到有用信號(hào)頻帶的過程，這將提高ADC的SSNF，降低信噪比(SNR)。上述示例中，三個(gè)cdma2000射頻載波信號(hào)下變頻至135MHz、帶寬為5MHz，并送入ADC的輸入端。輸入信號(hào)經(jīng)ADC產(chǎn)生的2次與3次諧波不會(huì)混疊到有用信號(hào)頻帶內(nèi)，可以忽略不計(jì)。圖2僅給出了5個(gè)奈奎斯特頻段，實(shí)際上直到16倍奈奎斯特頻率的信號(hào)都會(huì)混疊到有用信號(hào)帶寬內(nèi)，這里假定ADC的滿功率輸入帶寬達(dá)到了600MHz。這些混疊信號(hào)如果不進(jìn)行適當(dāng)衰減，將會(huì)降低ADC的噪聲性能。

假定采樣頻率為78.64Msps，有用信號(hào)帶寬為5MHz，混疊頻帶從DC至629.12MHz (8 x fCLK)，中心頻率分別為22.28MHz、56.36MHz、100.92MHz、179.56MHz……，606.84MHz。3次和5次混疊頻帶的中心頻率分別偏離奈奎斯特頻率邊緣f1和f2。總的來說，除了在135MHz存在有用信號(hào)外，另外還有15個(gè)混疊信號(hào)，如果只有一個(gè)混疊信號(hào)進(jìn)入ADC的輸入端口，將使ADC噪聲系數(shù)NF增大10 x log(2) ，或3dB。如果帶內(nèi)所有噪聲均進(jìn)入ADC，理論上ADC的有效噪聲系數(shù)(NF)將會(huì)增大10 x log(15)，或11.8dB，此時(shí)假定ADC對(duì)有用信號(hào)和各混疊噪聲信號(hào)的量化效果相同。

為了濾除混疊頻帶內(nèi)的噪聲，靠近高邊混疊(>177.06MHz)和低邊混疊(<103.42MHz)頻帶的衰減量應(yīng)該不低于16dB，以便使混疊信號(hào)對(duì)ADC噪聲系數(shù)的影響低于0.2dB。更高的衰減量可以更大程度地降低混疊信號(hào)對(duì)ADC噪聲系數(shù)(NF)的影響。

圖3. ADC無阻塞時(shí)的靈敏度和強(qiáng)阻塞信號(hào)下的靈敏度

以cdma2000為例，圖3給出了在以下兩個(gè)條件下對(duì)ADC性能的要求：a)不存在阻塞時(shí)的接收靈敏度；b)存在阻塞時(shí)指標(biāo)降低后的接收靈敏度。

為了計(jì)算以上兩種情況下ADC的等效噪聲系數(shù)，假定ADC輸入等效匹配電阻為200，計(jì)算其滿量程(FS)功率電平。如果滿量程輸入電壓峰值為2.56VP-P，對(duì)應(yīng)的滿量程輸入功率為+6dBm (RMS)。不存在阻塞信號(hào)時(shí)，假定ADC的SSNF為-82dBFS，對(duì)于78.64Msps的采樣頻率，奈奎斯特帶寬內(nèi)的ADC噪聲基底電平為-76dBm。折合到1Hz帶寬內(nèi)，其基底噪聲電平為-152dBm；與常溫下-174dBm/Hz的熱噪聲基底相比較，ADC的等效噪聲系數(shù)為22dB，此時(shí)假定在奈奎斯特頻帶內(nèi)所有頻率的噪聲頻譜保持平坦。由此看來，達(dá)到這一噪聲系數(shù)指標(biāo)非常困難，但是，MAX19586完全能夠滿足該設(shè)計(jì)要求。

從圖1可以看出，當(dāng)ADC等效噪聲系數(shù)為22dB時(shí)，為了使系統(tǒng)的噪聲系數(shù)達(dá)到4dB，模擬電路必須提供31.4dB的功率增益。考慮到這些因素，在不采用自動(dòng)增益控制的前提下，系統(tǒng)可容許的最高有效值阻塞功率為-27.4dBm，如圖3中給出的功率電平所示：

FS - 余量 - 增益 = +6dBm - 2dB - 31.4dB = -27.4dBm

在很多接收機(jī)中，如果存在較高電平的阻塞，則需使用自動(dòng)增益控制電路，以便存在較強(qiáng)阻塞信號(hào)時(shí)降低接收機(jī)的模擬增益。然而，降低增益會(huì)導(dǎo)致整個(gè)接收機(jī)噪聲系數(shù)的增加，從而降低所要達(dá)到的接收靈敏度。多載波接收機(jī)中，強(qiáng)阻塞信號(hào)條件下，降低靈敏度對(duì)弱載波信號(hào)提取非常不利。如果ADC有非常低的噪聲基底(如MAX19586)，則在達(dá)到同樣靈敏度的條件下對(duì)射頻前端的增益要求較低，從而使接收機(jī)可以在不使用AGC的情況下容許更強(qiáng)的阻塞信號(hào)。

當(dāng)帶內(nèi)阻塞信號(hào)和cdma2000載波同時(shí)出現(xiàn)在天線端口時(shí)，3GPP2標(biāo)準(zhǔn)允許接收靈敏度降低3dB。該指標(biāo)的降低考慮到了模擬電路以及ADC電路的噪聲+失真的提高。假定分配1dB給模擬電路，2dB給ADC，系統(tǒng)的噪聲系數(shù)(考慮失真)將從4dB提高到7dB，增益仍然為31.4dB；模擬電路的噪聲系數(shù)(考慮失真)為4.8dB。由此，可以計(jì)算出系統(tǒng)噪聲系數(shù)為7dB時(shí)，ADC的噪聲系數(shù)(包括失真)為34.4dB，或-139.6dB/Hz (圖3所示)。在奈奎斯特頻帶內(nèi)，等效噪聲(包括失真)電平為-63.6dBm。

假定ADC的噪聲和雜散功率對(duì)整個(gè)ADC噪聲系數(shù)的影響為3dB，即在奈奎斯特頻帶內(nèi)的噪聲功率為-66.6dBm。將此功率電平與在ADC輸入端口的4dBm阻塞信號(hào)相比較，可以得到其信噪比要求，70.6dB。有用信號(hào)頻帶內(nèi)噪聲功率的計(jì)算可以采用如下方式，將cdma2000信號(hào)帶寬除以整個(gè)奈奎斯特帶寬即可。這種情況下，載波頻帶內(nèi)的噪聲功率比-66.6dBm低10 x log (1.23MHz / 39.32MHz)或-15dB (即-81.6dBm)。因?yàn)榧俣ㄔ肼暫褪д婀β氏嗟龋s散功率同樣為-81.6dBm，因此ADC的SFDR指標(biāo)為-85.6dB，如圖3所示。