利用可尋址遠程傳感器數據通路 （HART） 協議，過程測量與控制器件可通過傳統4-20mA電流環路實現通信。這種協議使用1200 Hz和2200 Hz頻率的移頻鍵控 （FSK）。此處，一個 1200Hz 周期代表一個邏輯 1，而兩個 2200Hz 周期代表邏輯 0。由于 FSK 波形的平均值始終為 0，因此模擬 4-20mA 信號不受影響。

　　理想情況下，FSK 信號由疊加在 DC 測量信號上的兩個頻率正弦波組成。但是，相連續 FSK 正弦波的生成是一種十分復雜的過程。因此，為了簡化 HART 信號波形的生成過程，HART 規范的物理層對參數極限值進行了定義，標準化波形的振幅、形態和轉換速率均不得超出這些參數極限值。在這種情況下，一種梯形波形非常適合于這種應用，圖 1 顯示了其各個極限值。

　　圖 1 梯形HART電流波形的最小與最大值

　　圖 2 所示 HART 發送器提供了一種簡單且低成本的解決方案，其產生一個梯形 HART 波形，并將它疊加在一個可變 DC 電平上，最終把產生的輸出電壓轉換為電流環路。

　　圖 2 低成本 HART 發送器

　　HART FSK 信號（常常由本地微控制器單元 ［MCU］ 生成），被應用于首個NAND 柵極 （G1） 的輸入端。MCU 的通用 I/O 端口的第二個輸出，起到一個有效高態“激活”（ENABLE）信號的作用。G1 控制兩個遠端 NAND 柵極（G2和G3），其輸出通過高阻抗分壓器 R1 和 R2 連接到一起。

　　由 R4 和 R5 組成的第二個分壓器，將 5V 電源分為一個 VREF = VCC/2 的基準電壓，即 2.5V。只要“激活”為低電平，G2 的輸出便為低態，而 G3 輸出為高態。由于高阻抗負載，NAND 輸出擁有軌到軌功能；R1=R2 時，A1 非反向輸入 VIN 的輸入電壓也為 2.5V。

　　當“激活”為高態時，G2 和 G3 輸出相互換相，從而在 VIN 下形成一個小方波，其圍繞 VREF 對稱擺動。VIN 的峰值到峰值振幅為：

　　VS 為正 5V 電源，而 R1|| R2 為 R1 和 R2 的并聯組合。

　　把圖 2 的電阻值插入方程式得到 VIN（PP）=200Mv 的輸入電壓擺動，其讓VIN擺動位于2.4V和2.6V之間。當 VIN 升至 2.6V 時，A1 的輸出立即達到正飽和狀態，并通過 R6 和 R7 對 C3 充電。C3 （VHART） 的實際 HART 電壓線性上升，直到達到 2.6V 為止。這時，放大器 A1 迅速退出飽和狀態，并起到一個電壓跟隨器的作用，從而將 VHART 保持在 2.6V。當 VIN 下降至 2.4V 時，A1輸出進入負飽和狀態，并通過 R6 和 R7 對 C3 放電。之后，VHART 線性下降，直到其達到 2.4V 為止。這時，A1 退出飽和狀態，并再次起到一個電壓跟隨器的作用，將 VHART 保持在 2.4V。

　　由此產生的梯形波形在振幅方面與 VIN 相等，并且圍繞 VREF 做對稱擺動。它的轉換速率計算方法如下：

　　其中，VSAT 為 A1 的正或負輸出飽和電壓。

　　由于 VHART 的 AC 電流比VSAT 小，因此 VHART 可以由其靜態電平 VREF 得到近似值。另外，A1 軌到軌輸出能力結合 R6 負載高阻抗，可得到 5V 和 0V 的輸出飽和電平。假設 R7 遠小于 R6，則前面表達式可簡化為：

　　如果我們把圖 2 的 R6 和 C3 組件值插入方程式，則梯形波形的轉換速率結果為 ±1.25 V/ms。