系統約束：在數字通信系統中，接收器電路的功能是恢復傳輸的信號并將其處理以引入解調器，然后解調器恢復構成傳輸消息的數字位。如上一期所示，當信號通過傳輸介質時，信號恢復的障礙就會出現。這些“損傷”可能包括信號衰減、反射、失真和引入“干擾源”（共享傳輸介質的其他信號）。傳輸障礙的性質是介質（無線、同軸電纜或雙絞線）、所使用的通信方案（TDMA、FDMA、CDMA 等）以及發射器/接收器對的特殊情況（距離、地理位置、天氣等）的強大功能。無論如何，重要的接收器設計考慮因素在某種程度上存在于所有接收器中，只是程度不同。在本討論中，將使用兩個示例來說明各種接收器設計問題。圖1顯示了兩個截然不同系統的發射器輸出和接收器輸入端信號頻譜的相關部分：GSM蜂窩電話應用（圖1a和1b）和ADSL雙絞線調制解調器應用（圖1c和1d）。

a. 蜂窩傳輸。c. ADSL傳輸。b.蜂窩接收信號。d. ADSL接收信號。圖1.發射和接收光譜。

GSM使用FDMA（頻分多址）和TDMA（時分多址）的組合進行多路復用，并使用正交相移鍵控的變化進行調制。在1b中，振幅顯著減小 - 這是與發射器的距離的結果。此外，幾個強干擾信號是來自附近頻段中其他蜂窩發射器的信號，這些發射器在物理上比所需的發射器更接近接收器。

本例中的ADSL調制解調器（圖1c）使用FDMA分離上行和下行信號，并在多個單獨的頻率箱中傳輸其信號，每個頻率箱都有自己的QAM（正交幅度調制）星座（分立多音或DMT調制）。ADSL信號被雙絞線衰減;衰減是頻率的強函數。此外，還存在“干擾源”。這在專用電線系統中可能看起來很異常，但實際上干擾源是調制解調器泄漏回接收器的雙工（沿相反方向傳播）信號。這通常被稱為近端回波，對于長線，它可能比接收到的信號強得多（圖1d）。

這兩個示例說明了接收器處理電路的關鍵功能：

靈敏度代表接收器捕獲微弱信號并將其放大到允許解調器恢復傳輸位的水平的能力。這涉及增益函數。如本系列第3部分所述，信號強度可能會有很大差異，因此通常需要一定程度的可變或可編程增益。在接收器中實現增益的方式通常需要在噪聲、失真和成本之間進行權衡。低噪聲設計要求在信號鏈中盡早實現增益;這是電路設計的一個基本原則。在計算系統中各種噪聲源的噪聲貢獻時，每個組件的等效噪聲參考系統中的一個點，通常是輸入參考輸入（RTI）噪聲。任何給定元件的RTI噪聲貢獻是元件的噪聲除以輸入和元件之間的總信號增益。因此，信號路徑中的增益越早發生，產生大量噪聲的級數就越少。

不幸的是，立即獲得大量收益存在障礙。首先是失真。如果信號存在大干擾源（圖1b、1d），則增益不能超過大信號開始產生失真的點。失真的開始由各種組件規格描述，包括THD（總諧波失真），IP3（三階交調截點：信號強度的虛擬測量值，在該下，增益級的三階失真能量的功率與基波信號能量一樣強），IM3（三階互調產物中功率的度量）， 等。對于A/D轉換器或數字處理，滿量程下的“削波”會產生嚴重的失真。因此，在實現所有所需增益之前，通常必須衰減這些強信號（如下所述）。

成本是影響信號鏈中增益的另一個限制因素。作為一般經驗法則，高頻信號處理比低頻或基帶信號處理更昂貴（以美元和功率計）。因此，包含頻率轉換的系統通常設計為嘗試在IF或基帶頻率上實現盡可能多的所需增益（見下文）。因此，為了優化信號路徑中的增益位置，必須同時權衡噪聲、失真、功耗和成本的限制。

用于評估增益級的規格包括可用增益（線性比或dB）和元件噪聲的一些描述，以RTI噪聲頻譜密度（nV/√Hz為單位）或噪聲系數（基本上，輸出端噪聲除以輸入端噪聲之比，對于給定阻抗電平）。

選擇性表示接收器在存在不需要的干擾源的情況下提取或選擇所需信號的能力，其中許多干擾源可能比所需信號強。對于FDMA信號，選擇性是通過使用判別濾波器進行濾波來實現的，該濾波器可阻止不需要的信號并通過所需的信號。與增益一樣，濾波通常在較低頻率下更容易。這是直觀的意義;例如，在200 MHz中心頻率下實現的1 kHz帶通濾波器需要的Q值比以200 GHz為中心的相同1 kHz濾波器低得多。但是，在某些高頻范圍內，使用專門的濾波器技術（例如陶瓷或表面聲波（SAW）濾波器）進行濾波有時更容易。

如上所述，需要在信號路徑的早期進行濾波，以衰減強干擾源。這種濾波器需要結合所需的頻率響應和低噪聲。濾波器的品質因數包括帶寬、阻帶抑制、通帶平坦度和過渡帶（通帶和阻帶之間的區域）的窄度。濾波器響應形狀在很大程度上取決于通信信道的信道間距和信號強度變化。大多數FDMA蜂窩標準試圖通過避免在同一或相鄰單元中使用相鄰頻率通道來放寬濾波器要求，以允許更寬的過渡帶和更低Q（更便宜）的濾波器。

選擇性問題的一部分是調諧 - 改變所需信道的能力，因為在大多數應用中，感興趣的信號可能位于許多可用頻段中的任何一個。調諧可以通過改變濾波器帶通頻率來完成，但更常作為混頻操作的一部分實現（見下文）。

頻率規劃（混合）：根據無線電傳輸特性和用于給定服務（如 FM 收音機或蜂窩電話）的帶寬可用性選擇無線電頻率。如前所述，高射頻的信號處理往往既昂貴又困難。此外，這種額外的麻煩似乎沒有必要，因為在大多數情況下，實際信號帶寬最多只有幾百kHz。因此，大多數無線電接收器使用頻率轉換將信號載波降低到較低、更易于管理的頻率，以進行大多數信號處理。最常見的頻率轉換方式是混頻器（圖 2）。

圖2.混合 – 圖像問題。

混頻是指使用非線性操作，通常將輸入信號和參考振蕩器信號相乘，以產生和和差頻的頻譜圖像。例如：如果我們將 900 MHz 的射頻信號與 890 MHz 的振蕩器“混合”，混頻器的輸出將具有 1790 MHz（頻率總和）和 10 MHz（它們之間的差異）的能量。10 MHz 信號在 10 MHz 中頻 （IF） 處成為目標信號，而總和頻率很容易濾除。如果振蕩器頻率增加到 891 MHz，它將把 901 MHz 的射頻信號轉換為 IF;因此，通道選擇或調諧可以通過改變振蕩器頻率并使用固定頻帶通濾波器將輸出調諧到IF來實現。

但是，當將 900 MHz RF 與 890 MHz 本振 （LO） 混合時，RF 信號上存在的任何 880 MHz 干擾也會轉換為 10 MHz 的差異頻率。 顯然，任何“圖像”頻率為880 MHz的RF信號在進入混頻器之前都必須被抑制到遠低于所需信號的水平。這表明需要一個通過900 MHz并停止880 MHz的濾波器，其過渡帶是中頻的兩倍。這說明了中頻選擇的一個權衡：較低的中頻更容易處理，但RF鏡像抑制濾波器設計變得更加困難。混頻器的品質因數包括增益、噪聲和失真規格（如用于增益級的規格），以及對振蕩器信號輸入的要求。

處理圖像抑制問題的其他機制超出了本簡短處理的范圍。不過，值得一提的是正交下變頻，因為它的廣泛使用。輸入信號的同相和正交表示被單獨混合和組合，以對目標信號產生相長干擾，對不需要的圖像頻率產生破壞性干擾。正交混頻需要兩個（或多個）信號處理通道在幅度和頻率響應方面都匹配良好，因為不匹配會使不需要的圖像信號泄漏到輸出中。

均衡：實際傳輸通道通常比簡單的衰減對信號產生更嚴重的影響。其他信道偽影包括頻率相關的幅度和相位失真、多路徑信號干擾（在移動/蜂窩應用中很常見）以及接收器處理電路的限帶/碼間干擾。許多接收器系統具有“均衡”電路，該電路提供信號處理，試圖逆轉信道損傷，使信號更像理想的傳輸信號。它們可以像PAM系統中的高頻升壓濾波器一樣簡單，也可以像DMT ADSL系統中使用的自適應時域均衡器一樣復雜。隨著容量限制將系統架構推向更復雜的調制方案，模擬域和數字域中的均衡技術越來越復雜。

多樣性：在移動應用中，來自移動發射器的干擾模式會改變基站接收器的信號強度，使信號在某些條件下難以或不可能恢復。為了幫助降低這種情況發生的幾率，許多基站都使用兩個或多個接收天線來實現，這些接收天線相隔RF波長的一小部分，因此一個天線上的破壞性干擾應該代表另一個天線的相長干擾。這種多樣性以重復電路為代價改善了接收。分集通道不需要緊密匹配（正交通道需要匹配），但系統必須具有信號處理電路來確定選擇哪個分集路徑。相控陣接收機將分集概念發揮到極致，將來自接收機陣列的信號與適當的相位延遲相結合，有意在多個信號路徑之間產生相長干擾，從而提高接收機的靈敏度。

傳統接收器設計：圖3a顯示了GSM接收器路徑的可能架構，圖3b顯示了ADSL調制解調器的架構。如前所述，接收電路的任務是提供信號調理，以準備引入解調器的輸入信號。這種信號調理的各個方面都可以通過數字或模擬處理來實現。這兩個例子說明了相當傳統的方法，其中大部分信號處理在模擬域中完成，以降低對A/D轉換器的性能要求。在這兩個示例中，解調本身都是以數字方式完成的。這并不總是必要的;許多更簡單的調制標準可以用模擬模塊解調。然而，數字解調架構正變得越來越普遍，并且幾乎是復雜調制方案（如ADSL）所必需的。

圖3a所示的GSM接收器信號路徑說明了如何使用交替增益和濾波器級來提供所需的選擇性和靈敏度。通道選擇或調諧是通過改變第一個本地振蕩器LO1的頻率來實現的?？勺冊鲆婧透酁V波在IF頻率處施加。這是一個窄帶中頻系統，設計為在中頻處理中僅存在一個載波。中頻信號混頻至基帶，再次濾波并饋送到Σ-Δ型模數轉換器。在數字域中應用了更多的濾波，并對GMSK信號進行數字解調以恢復傳輸的比特流。

ADSL接收器有不同的要求。不需要頻率轉換，因為信號使用相對較低的頻率（直流至1.1 MHz）。第一個模塊是“混合”，這是一種特殊的拓撲結構，旨在從強傳輸信號中提取微弱的接收信號（成為干擾源-見圖1d）。在增益級之后，濾波器嘗試衰減回波（回波與所需信號位于不同的頻帶中）。在濾波器之后，使用可變增益級將信號提升到盡可能大的電平，然后再將其施加到A/D轉換器進行數字化。在該系統中，在信號解調之前，在時域和頻域中完成均衡。本例顯示了以數字方式進行的均衡（在A/D轉換器之后），在這種情況下更容易實現所需的自適應濾波器。

新的扭曲接收器“走向數字化”：VLSI技術的進步使更復雜的接收器架構變得實用;它們可實現更大的流量密度和更大的靈活性 - 即使是能夠處理多種調制標準的接收器。這一發展的一個重要趨勢是在數字領域進行越來越多的信號處理。這意味著A/D在信號鏈中“向前移動”，更接近天線。由于增益、濾波和頻率轉換較少，因此對分辨率、采樣頻率、帶寬和失真的要求顯著增加。

a. GSM接收器。b. ADSL 調制解調器接收器。圖3.典型的接收器架構。

調制解調器中這種復雜性的一個例子是使用回聲消除。圖1d的頻譜顯示了主導接收信號動態范圍的強干擾源。在調制解調器的情況下，這種干擾不是隨機信號，而是調制解調器向上游傳輸回去的雙工信號。由于該信號是已知的，因此可以使用信號處理來合成接收線路上的預期回波，并將其從接收信號中減去，從而消除其干擾。不幸的是，回聲對線路阻抗有很強的依賴性，線路阻抗因用戶而異，甚至隨天氣而變化。為了合理地消除回聲，必須實現某種自適應循環。這種自適應性在數字域中更容易實現，但它需要一個具有足夠動態范圍的ADC，以同時數字化微弱的接收信號和回波;在ADSL的情況下，這表明使用帶寬為16.1 MHz的1位A / D轉換器。（例如，AD9260）。作為對具有足夠精確的回聲消除器實現更高級別性能的重要獎勵，上行和下游數據可以同時占用相同的頻率，從而顯著增加調制解調器的容量，尤其是在長線路上。

在GSM的情況下，高級接收器有多種方法。當ADC在信號鏈中向前移動時，它必須對IF信號進行數字化處理，而不是捕獲直流附近的基帶信號，該信號通常在70 MHz至250 MHz范圍內。由于目標帶寬只有幾百kHz，因此沒有必要（也不希望）以500 MHz的頻率運行ADC;而是使用欠采樣。如果ADC的時鐘頻率為20 MHz，目標信號為75 MHz，則信號混疊頻率將降至5 MHz （= 4 x 20 - 75） MHz;本質上，ADC的欠采樣操作類似于混頻器。與混頻器一樣，存在鏡像問題，因此需要在ADC之前濾除65 MHz（= 3 x 20 + 5 MHz）和85 MHz（= 4 x 20 + 5 MHz）的信號成分。（AD6600雙通道增益范圍ADC（冬季上市）在這里會很有用）。

蜂窩接收器的更大進步是實現寬帶接收器。在圖3b所示的示例中，通過改變LO頻率并在IF信號處理中使用非常選擇性的濾波器來選擇單個目標載波。寬帶無線電（即將推出）旨在將所有載波數字化，從而能夠以數字方式實現調諧和信號提取功能。這對ADC的性能提出了嚴格的要求。如果要對15 MHz寬的蜂窩頻段進行數字化，則需要30-40 MSPS的ADC采樣速率。此外，為了解決近/遠問題，轉換器的動態范圍必須足夠大，以便同時對強信號和弱信號進行數字化處理，而不會削波強信號或丟失轉換器量化噪聲中的弱信號。寬帶無線電的轉換器要求因蜂窩標準而異，從美國AMPS標準（AD12）的40位9042 MSPS到GSM的18位70 MHz。這種實現的巨大優勢使權衡是值得的;一個接收器可用于同時捕獲多個傳輸，并且由于選擇濾波已完成數字可編程濾波器和解調器，因此可用于支持多標準接收器。用無線電行業的術語來說，這是向“軟件無線電”的轉變，其中大部分無線電處理都是數字的。

審核編輯：郭婷