1 引 言

　　隨著色度色散的有效補償，偏振模色散（PMD）引起的脈沖展寬以及誤碼率下降已經(jīng)成為高速光纖通信系統(tǒng)發(fā)展的制約因素。由于PMD隨機變化的特性［1］，PMD補償必然是一個實時跟蹤其變化的動態(tài)補償系統(tǒng)，這就需要準確反映PMD變化的反饋信號。PMD反饋信號主要包括偏振度（DOP）［2，3］和電功率2種。PMD導致2個偏振主態(tài)上的脈沖走離，引起光信號DOP的下降，因此可以用DOP信息檢測PMD的變化。但DOP作反饋受到脈沖形狀信號碼型、ASE噪聲、調制啁啾和偏振相關損耗［4］等多種因素的影響，對于不同類型的線路DOP和PMD變化的趨勢也不盡相同，使得補償系統(tǒng)的適用性大大下降。而隨著高頻電子器件的發(fā)展，電功率反饋法引起了人們的關注［5］。PMD引起光脈沖信號在時域展寬，通過光電轉換接收后，在頻域內電譜寬度則變窄，導致接收信號譜中特定頻率分量的電功率減弱。電功率反饋的優(yōu)勢在于，脈沖形狀與信號碼型只能影響反饋信號的整體幅度，而不影響反饋信號隨一階PMD的變化趨勢［6］。本文分析了一階PMD對40 Gbit/s光纖通信系統(tǒng)接收信號頻譜的影響，并通過實驗驗證了12 GHz頻點處信號功率譜隨差分群延時（DGD）的變化關系。

　　2 接收信號頻譜影響因素的理論分析

　　一階PMD使光脈沖在光纖傳輸過程中展寬，光電檢測器件將輸入光信號脈沖變?yōu)殡娒}沖，其頻譜分布與脈沖信號的碼型、脈沖形狀以及DGD［7，8］等多種因素有關。

　　設光纖中傳輸?shù)男盘枮槿我獠ㄐ蔚碾S機序列，碼元周期為T0，其功率譜為S（ω）。經(jīng)過受一階PMD影響的光纖轉輸后，其由光電二極管（PIN）輸出電脈沖的窄帶功率譜密度可表征為［5］

　　其中：［f（ωe）］南脈沖波形f（t）確定，ωe為選定的監(jiān)測頻率；R為PIN的響應度；γ為分光比；△τ為DGD。可以看出，在選定監(jiān)測頻率的情況下，接收電信號的功率譜密度的總

　　體幅度由f（t）決定，而變化趨勢則由γ和△τ所決定。

　　在40 Gbit/s的高速傳輸系統(tǒng)中，大多采用歸零（RZ）碼高斯脈沖，將其波形函數(shù)的傅立葉變換代人式（1）中，得到RZ碼高斯脈沖的功率譜密度為

　　對于40 Gbit/s的系統(tǒng)，碼元周期T0=25 ps，設脈沖半寬度T0=6 ps，幅度因子exp（-T20ω2e/2）隨接收頻率f（f=ωe／2π）的變化關系如圖1所示，隨著接收頻率的增大，總體幅度單調減小；選定的接收頻率越高，則得到的電功率譜密度的幅值則越小。

　　當監(jiān)測頻率選定以后，可以將幅度歸一化處理，則功率譜密度可表示為

　　由式（3）可以看出，SE（ωe）的變化趨勢由γ、Δτ和ωe決定。下面分別討論各個參數(shù)對SE（ωe）的影響。由于PMD效應引起的Δτ超過1個碼元周期時，信號將惡化得難以恢復，所以在研究實際的PMD效應時，只需要考慮Δτ在1個碼元周期范圍內變化時的SE（ωe）曲線即可。

　　1）當ωe一定時（ωe=2πf，可選定f=12 GHz），并令y分別取0.0、0.1、0.0、0.5、0.7、0.9和1.0，SE（ωe）隨Δτ的變化曲線如圖2所示。可見：當），γ=0.5時，曲線的斜率最大；當）γ≠0.5時，γ值越趨向兩端（0或1），SE（ωe）曲線的變化越平緩；γ=0.0和1.0時，SE（ωe）曲線的斜率為零，成為直線，表示光脈沖沿光纖的某一個偏振主態(tài)傳輸［9］，不產(chǎn)生PMD效應。而且，在γ=0.3與=γ0.7以及γ=0.1和γ=0.9時，SE（ωe）曲線重合，表明該曲線以γ=0.5為中心對稱。

　　2）令γ一定（γ=0.5），變化接收頻率廠分別為10、12、20和40 GHz，SE（ωe）隨Δτ變化的曲線如圖3所示，f越高，曲線的變化越陡峭，電功率譜密度的變化靈敏度也就越高，但當f=40 GHz時，曲線已經(jīng)不再單調變化。同時考慮到單值性和靈敏度2個條件，接收頻率既不宜選得太高，也不宜選得太低，選在20 GHz最為理想，但也可以根據(jù)實際情況選在10～20GHz間。

　　3 DGD對電功率譜密度影響的實驗研究

　　偽隨機碼發(fā)生器發(fā)出10 Gbit/s非RZ（NRZ）偽隨機序列碼，通過LiNbO3外調制器，二次調制已經(jīng)過正弦波調制后的光信號，從而可得到10 Gbit/s RZ偽隨機序列光信號，再經(jīng)過色散補償光纖（DCF）壓窄后進入10（3bit/s×4復用器，分別調整3個偏振控制器（PC1，PC2，PC3）并在輸出端加上起偏器，就可以得到輸出為線偏光的OTDM 40 Gbit/s RZ偽隨機序列光信號。再通過PC4和差分延時線（DDL）后，產(chǎn)生具有一階PMD效應的40 Gbit/s RZ碼光信號，進入帶寬為40 GHz的PIN產(chǎn)生光電流，經(jīng)過預放大后在電阻R上產(chǎn)生光電壓，再經(jīng)過高頻窄帶放大器和窄帶帶通濾波器后，得到中心頻率為12.03 GHz的窄帶電信號。所選接收頻率最好選在20 GHz，但是20 GHz的頻率對電器件的要求過高，不易實現(xiàn)，考慮現(xiàn)有實驗條件，選擇的檢測頻率點為12.03 GHz。裝置中，高頻窄帶放大器帶寬為300 MHz，窄帶帶通濾波器的帶寬為100 MHz，中心頻點都是12.03 GHz。

　　40 Gbit/s光Rz碼信號經(jīng)過PIN后，轉換為40 Gbit/s Rz碼的電信號，再通過放大濾波后接到電譜儀觀察中心頻率為12 GHz的頻譜特性。

　　測量電功率譜密度隨DGD變化的曲線時，首先調整PC4使進入DDL的分光比為0.5，然后變化DDL以1 ps為步長從0變化到1個碼元周期25 ps，每變化1次DDL，用電譜儀測量12 GHz頻點的電功率譜密度，同時可從示波器上觀察到具有一階PMD效應的40 Gbit/s Rz碼信號的變化，并記錄下Δτ為2.5、5.0、7.5、10.0和12.5 ps時的信號眼圖。

　　電功率譜密度與DGD間的關系如圖7中的實驗數(shù)據(jù)點所示。對比圖4的理論曲線與圖7的實驗曲線，實驗與理論計算吻合得很好，在△τ=0處，理論和實驗值均為最大值；Δτ增大時，理論和實驗值均下降；在Δτ=25 ps處，理論和實驗值均為最小。

　　4 結論

　　理論分析了脈沖波形、分光比、接收頻率以及DGD對接收信號功率譜的影響，并給出了合適的頻率接收范圍。通過實驗測量了在分光比為0.5時的40 Gbit/s Rz碼偽隨機信號在接收頻率為12 GHz處的電功率譜密度隨DGD變化的關系，實驗結果表明了理論分析的正確性，為以接收信號功率譜分量為反饋信號的一階PMD補償提供了重要依據(jù)。