全數字FM解調器的核心問題在于對載波和定時的同步，其性能的好壞將直接對通信質量產生影響，因此將主要針對這兩個同步來進行仿真。在本解調方案中采用數字相干解調的方式，這就要求接收方必須從接收信號中恢復出發射端載波信號，使雙方載波的頻率、相位一致。

FM調制信號是抑制載波的信號，無法用常規鎖相環或窄帶濾波器直接提取參考載波，其載波相位變化只能取有限的幾個離散值，這就隱含了參考載波的相位信息。所以可以通過非線性處理，消除信號中的調制信息，產生與原載波相位有一定關系的分量，然后再提純該信號，恢復己被抑制的載波信號，進而完成信號的相干解調。在這里采用基于判決的數字COSTAS鎖相環來提出相干載波。COSTAS環的框圖如圖4所示。下面對照圖4分析一下COSTAS載波同步環的工作原理。

圖4 科斯塔斯換的框圖

如果不考慮噪聲的影響，輸入的數字化后FM信號可以表示為：
SFM=a(k)cosωck-b(k)sinωck? (12)

其中，ωc載波頻率，a(k)、b(k)為發送的碼元信號。假設數控振蕩器產生的相干載波為：cos(ωck+△φ)，△φ調制載波與相干載波的相位差，經過相干解調輸出的信號為：
I(k)=a(k)cos△φ+b(k)sin△φ? (13)
Q(k)=b(k)cos△φ-a(k)sin△φ? (14)

通過式13和式14可以看出I(k)、Q(k)兩路數字基帶信號中含有相位誤差信息，那么科斯塔斯環的鑒相器得到的相位誤差e(k)為：
e(k)=I(k)sign(Q(k))-Q(k)sign(I(k)) (15)

在科斯塔斯環的設計中，采用FIR低通濾波器作為匹配濾波器，通帶截止頻率為10 kHz，阻帶起始頻率為20 kHz。環路濾波器采用三階切比雪夫低通濾波器，阻帶起始頻率為10 kHz。仿真后，鑒相誤差和恢復的載波信號如圖5所示。

圖5 濾波器的誤差和恢復后的載波信號

從圖5中可以看到，在0．4 s左右載波同步誤差趨近于零，也就是說此時載波已經獲得了同步，如果碼元周期為0．1 s，那么經過4個碼元周期就可以完成載波同步。

4．2定時同步

數字通信系統是一個同步通信系統，應使收發兩端信息碼流速率和相位保持同步關系，因而需要同步信號來保證系統中傳輸的信息碼流有同樣的速率。當系統達到了準確定時后，將能夠在接收信號的波形峰值點對其進行采樣，使接收端有最大的接收信噪比。

信號經過匹配濾波后，輸出數字基帶信號，通過一個定時檢測電路獲取定時誤差信息e(k)，通過環路濾波器和控制器反饋給內插模塊，這就相當于在時域上再次采樣，以得到正確的同步信號。

定時同步的首要問題在于定時誤差的提取，在此Gardner算法使用的要更為廣泛一些。它對每個信號波形需要兩個采樣值，而且對載波偏差不敏感，于是我們可以在定時恢復后再去糾正載波偏差，使這一任務得到了簡化。Gardner算法求取定時誤差為：en=(yn-yn-2)·yn-1，其中yn-1與yn相差半個信號波形周期。

采用Gardner算法進行仿真，輸入信號的相位估值如圖6所示。

圖6 輸入信號的相位估值

經過定時同步后的輸出信號就是經過相位校正后的輸入信號，也就是說上圖的I路和Q路信號就是的XI、XQ的值，根據前面介紹的解調算法就可以得到一組碼元序列。為了避免相干解調時存在的相位模糊問題，我們在發送端對信號進行了差分編碼，所以在接收端，只要進行差分譯碼就可以恢復出原始的傳輸信號。

5結論

文中對軟件無線電的結構和目前的關鍵技術做了一個概括性的介紹，并且對基帶信號的處理算法進行了詳細的討論。在對基于決策理論的信號調制樣式自動識別的算法進行仿真，該仿真過程不但說明了各個解調模塊的功能，而且也驗證了系統的科學性和可實現性。最后對一些能夠影響接收機誤碼率的誤差源進行了建模，通過仿真重點考察了載波同步和定時同步與接收機誤比特率的關系，得到了靜態相位誤差、符號同步誤差以及信噪比對誤比特率的影響。