在設計具體的射頻功率放大器時，一般準確知道輸入阻抗比準確知道輸出阻抗更為重要。一般情況下，為了讓射頻功率管高效地工作，都會盡量減小管子的功耗。如果讓射頻功率管集電極（或漏極）的輸出阻抗與負載阻抗相匹配，則管子的效率最高是50％，即功率管的輸出功率等于功率管的管耗，這樣的工作條件對功率管不利，除非是為了最大限度地提高輸出功率。大多數情況下是集電極負載電阻遠大于功率管的輸出阻抗，這樣就減小了管耗，提高了工作效率。另外，準確知道射頻功率管的輸入阻抗，也是為了得到前一級（推動級）匹配網絡的負載，從而設計出最佳的推動級負載網絡，或者是設計出具有特定輸入阻抗（如50 Ω，75 Ω）的輸入接口網絡。

測試時需要的設備：具有足夠輸入功率的信號源（或者自制的信號源），雙蹤數字示波器，精密阻抗測試儀，數字電壓源等。

下面舉一例測量射頻功率管輸入輸出阻抗的實例。以射頻功率管2SC1971為例，他的工作條件是：VCC=7.2 V，Po=2 W，f=50 MHz，RL=50 Ω。為了測量功率管的輸入輸出阻抗，可以在輸入輸出端口串聯一級或者兩級雙口網絡進行測量，這些網絡同時起到匹配和濾波的作用。利用這些網絡就可以測出功率管的輸入阻抗。

下面僅說明測量射頻功率管2SC1971的輸入阻抗的具體過程，輸出阻抗的測量方法與此相似。圖3是測量2SC1971的輸入阻抗的原理圖，圖4是他的等效電路圖。R1的值設計為10 Ω左右，以減少輸入的功率，同時HA由R1組成比較簡單，便于計算，HB由L1，C1，R2組成，同時也是功率管的匹配和偏置網絡。HA，HB也可以由多級L型或Ⅱ型雙口網絡組成，只是計算量增大。經過實測采用單級L型網絡在bb′處測得的波形比較接近正弦波，測量出的結果誤差不大。

為了使功率管在電源電壓為7.2 V時輸出2 W的功率，而且管子工作在臨界狀態，則從集電極測得的基波電壓的峰峰值約為14 V，集電極的負載電阻為12.5 Ω，所以后面的兩級Ⅱ型網絡的應起到相應的阻抗變換的作用。

測量的具體操作步驟是：

（1）以射頻功率管手冊上的輸入阻抗的數據為參考（可根據經驗修改），用射頻電路設計軟件初步設計出HA，HB網絡（這個網絡的阻抗匹配不是準確的）；

（2）在搭接電路之前用精密阻抗分析儀測出網絡中的元件參數值；

（3）調節輸入信號的功率和有關元件（如可調電容）的參數，使射頻功率管工作在要求的狀態下；

（4）用雙蹤數字示波器測出鋤aa′，bb′處的電壓的有效值Uaa′，Ubb′和兩處波形的超前和延遲時間△t；

（5）用精密阻抗分析儀重新測量可調元件的值；

（6）用編制好的程序計算ZX（下一節將給出算法）。

圖5，圖6，圖7分別是在aa′，bb′以及在功率管的基極測得的波形。由圖7可以看出在基極觀察的波形含有很多諧波分量，很難準確得出基波的幅度和相位。即使使用頻譜分析儀，只能分析出基波的幅度，但是準確得到相位很困難。由圖6可以看出這里的波形諧波的分量很小，基本上可以看作是基波了，這一級L型網絡的確起到了阻抗匹配和濾除諧波（實際上是隔離）的作用。

6 輸入阻抗ZX的計算

有了雙蹤數字示波器測得的Uaa′，Ubb′和波形超前或延遲時間△t，以及用精密阻抗儀測出的網絡的有關元件值，就可以計算待測阻抗了。

則由式（8）就可以計算出ZX。其中C為可調電容和探頭電容的總電容。

7 實例的測量結果和誤差分析

射頻功率管2SC1971在工作條件VCC=7.2 V，Po=2 W，f=50 MHz，RL=50 Ω下，在一次實驗中測得數據為：△t=-0.96 ns（延遲），Uaa′=4.87 V，Ubb′=2.12 V，電壓為有效值。已知元件數據為：R1=10 Ω，R2=51 Ω，C1=145 pF（包括探頭電容和可調電容），L1=42 nH。由上面介紹的算法可以計算出ZX=6.1+j3.9 Ω。而由網絡分析儀測出的結果是：6.4+j3.5 Ω。

由測試結果可以看出，使用問接測量的方法，準確度比較高，完全能達到電路設計需要的精度要求。這些誤差的產生，主要有以下5個方面的原因：

儀器的誤差；人的讀數的誤差；電路的分布參數的影響；與姿態有關電路的電抗部分不容易測得很準，例如探頭的擺放等；由計算產生的誤差。

8 結語

本文探討了測量射頻功率管的輸入輸出阻抗的測量方法，該方法完全能在沒有網絡分析儀的情況下測量射頻功率管的輸入輸出阻抗，而且測量精度對電路設計來說還是令人滿意的。由該方法的原理可知，該阻抗測量方法具有以下特點：

（1）由該方法的原理可知，他具有普遍適用性。例如該方法還可以用于測量不容易測量的線性器件的阻抗，如天線的阻抗。

（2）該方法的應用是基于集總參數的。如果頻率很高，分布參數不可忽視的情況下，就會產生很大誤差。這時就必須考慮使用分布參數的模型，上述方法仍然適用。