MICRF009是Micrel半導體公司推出的一種單芯片SK/OOK（開關鍵控）射頻接收器IC。該器件的性能主要在兩個方面得到了提高，分別是靈敏度更高，達到了104dBm和關閉恢復速度更快（通常可達1ms）。與其它QwikRadio系列產品相似，MICRF009具有低功率工作和集成度高的特點。

一、MICRF009特性

MICRF009提供了固定模式（FIX）和掃描模式（SWP）兩種工作模式。在FIX模式下，該器件可用作常規的超外差式接收器，而在SWP模式下，該器件則可利用專利性的掃描功能，對更寬范圍內的射頻頻譜進行掃描。FIX模式的選擇性和靈敏度性能更佳，而SWP模式則使MICRF009能與低成本、精度較差的發射器協同工作。

圖1. MICRF009方框圖

MICRF009提供了所有後期探測（解調器）數據過濾功能，因而無需外部基帶濾波器。用戶可以在外部選擇兩種濾波器帶寬之一，只需根據數據傳輸率和代碼調制格式設定合適的濾波器即可。該IC器件的工作頻率在300MHz到440MHz之間，數據傳輸率可高達2Kbps（固定模式，Manchester編碼），天線射頻重復輻射低。

由圖1看出，MICRF009主要由三部分組成∶UHF下轉換器、OOK解調器，以及參考時鐘及控制邏輯。另外還含有兩個電容器（CTH， CAGC），以及一個時序元件，如石英晶振或陶瓷諧振器。除了電源耦合電容和天線阻抗匹配網絡外，它們是通過MICRF009組成一個完整UHF接收器所需要的唯一外部元件。為了獲得最佳性能，MICRF009的應該與天線之間進行阻抗匹配，匹配網絡只需額外增加兩個或三個元件。

二、設計步驟

利用MICRF009設計一個完整的UHF接收器，需要遵循以下5個基本步驟∶選擇操作模式（固定模式和掃描模式）、選擇參考振蕩器、選擇解調濾波器的帶寬、選擇CTH電容器，以及CAGC電容器。

1、第一步∶選擇操作模式

（1）固定模式

在已經準確設置了發射頻率的應用中，如使用了SAW或石英晶體類元件的發射器，MICRF009可以配置成標準的超外差（superheterodyne）接收器（固定頻率）。在固定模式中，由於RF帶寬很窄，接收機幾乎不受干擾信號的影響。將SWEN管腳與地連接，就成為固定模式。

（2）掃描模式

當與低成本的LC發射器連接時，MICRF009應該配置成掃描模式。在掃描模式下，電路拓撲依然是超外差，本機振蕩器（LO）以大於數據率的頻率掃過一個頻段。該技術有效地提高了MICRF009的RF帶寬，允許將器件應用於發射器和接收器之間存在明顯頻率失調。

（misalignment）的環境，發射頻率的變化可高達±0.5%。掃描模式下，在標稱發射頻率附近可捕獲大約1.5%頻帶。即使發射器的頻漂高達±0.5%，也不需要對接收機進行重新調節，也不會影響系統性能。

LO掃描技術不會影響IF帶寬，因此相對固定模式，其噪聲性能不會降低。無論工作於固定模式或者掃描模式，IF帶寬為680kHz。由於LO掃描過程所帶來的局限性影響，掃描模式下的數據率上限大約為1250Hz。在基於石英晶體的超外差接收機中，情況并非完全一直，它們只能在基於SAW或石英晶體的發射器中運行。

掃描模式下，在安裝過程中當較強的干擾信號出現在RF頻段時，可能會出現頻譜減少現象，這是因為該過程完整無缺地包括了掃描范圍內的所有信號。在大多數應用中，MICRF009可用來取代super-regenerative接收器。

2、第二步∶選擇參考振蕩器

MICRF009的所有時序和調諧操作均源於內部Colpitts參考振蕩器，具體時序和調諧通過REFOSC管腳進行控制，操作方式從以下三種方法中選擇其一∶

·連接一個陶瓷諧振器

·連接一個石英晶體

·通過一個外部時序信號驅動該管腳

所需的專用參考頻率與兩個因素有關，即系統發射頻率，以及由SWEN管腳設定接收器的操作模式。

（1）石英晶體或陶瓷諧振器的選擇

由於該IC已經包含了電容器，因此不要使用帶有完整電容器的諧振器，另外也要特別注意確保選用低ESR石英晶體。

如果IC運行於固定模式，建議選用晶體元件。假如工作於掃描模式，既可選擇晶體元件，也可以選用陶瓷諧振器。使用石英晶體或陶瓷諧振器時，最小電壓為300mVPP。

如果采用外部信號，該信號應該為AC耦合型，且其工作電壓應局限於0.1VPP至1.5VPP內。

表1.固定模式下，典型發射頻率對應的推薦參考晶體振蕩器頻率

表2.掃描模式下，典型發射頻率對應的推薦參考晶體振蕩器頻率

（2）選擇參考振蕩器頻率fT（固定模式）

對於任何超外差接收機，內部LO（本機振蕩器）的頻率fLO與引入的發射頻率fTX之間的差值應該等於IF中心頻率。對於給定的fTX，可以通過等式1算出fLO∶

fLO=fTX±0.86（fTX/315）┅┅┅ （1）

式中，頻率fTX和fLO的單位為MHz。注意，對於任何一個給定的fTX，fLO有兩個值，分別表示“高端混頻”和“低端混頻”。高端混頻在相應頻率上方產生了一個圖像頻率，低端混頻在相應頻率下方產生圖像頻率。

選取兩個可接受的fLO，使用等式2計算參考振蕩器頻率fT∶

fT= 2×fLO/64.5┅┅┅（2）

頻率fT單位為MHz。MICRF009的REFOSC管腳連接一個頻率為fT的石英晶體，其頻率精確到小數點後四位已經足夠。表1是MICRF009在固定模式工作時的一些常見發射頻率的fT值。

（3）選擇REFOSC頻率fT（掃描模式）

在掃描模式下選擇參考振蕩器頻率fT比在固定模式下要簡單得多。同時，頻率參考元件的精度要求也很靈活。

在掃描模式，fT由等式3給出∶

fT=2×fTX/64.25┅┅┅（3）

在掃描模式下，精度為兩位小數點的頻率元件已經足夠。在某些情況下，如果發射頻率特別不精確，就必須采用一個晶體元件。

3、第三步∶選擇CTH電容器

為了達到邏輯電平數據限幅目的，需通過外部濾波電容器CTH和片上開關電容器的電阻RSC對被解調信號的DC值進行壓縮，具體參考MICRF009方框圖。

選擇電容器CTH的第一步是選擇數據限幅電平時間常數，具體取決於一些系統問題，其中包括系統解碼響應時間、數據編碼結構等。

頻率為315MHz時，RSC的有效電阻為145kΩ，該數值可以按照頻率的大小線性縮放。在其它頻率下，CTH管腳的電源阻抗由等式4給出，其中fT的單位為MHz∶

RSC=145Ω×9.7940/fT┅┅┅（4）

建議τ為碼率的5倍。RSC的有效阻抗在315MHz頻率下為145kΩ，該數值與頻率大小成反比。在其它頻率下，CTH管腳的電源阻抗由等式5給出，這里fT的單位為MHz∶

CTH =τ/RSC┅┅┅┅（5）

可見，一個±20%的標準X7R陶瓷電容器已經足夠了。

4、第四步∶選擇CAGC電容器

帶有AGC的信號路徑會增加輸入的動態范圍。AGC信號的上升時間常數通過連接於MICRF009的CAGC管腳的CAGC電容器的容量值進行外部設定。為了使系統范圍最大，一定要使AGC控制電壓的紋波最小，一旦控制電壓達到了靜態值，AGC控制電壓的紋波最好低於10mVPP。因此，建議電容器的容值大於0.47μF。

謹慎地進行片上AGC控制電壓管理，將允許MICRF009以占空比方式操作。將器件置於斷電模式（SHUT管腳為高電平），AGC電容器就被充電以維持一定電壓。當操作恢復後，只有因為電容器泄漏而導致的電壓降需要進行補充。當器件以一定占空比操作時，建議采用漏電較小的電容器。

為了進一步改善占空比操作，當該器件脫離斷電狀態後，其AGC上拉電流和下拉電流必須立即被放大約10ms。這就折衷了AGC電容器的電壓下降，減少了恢復正確的AGC電壓所需的時間。其中，電流放大因子為45。

（1）在連續模式下選擇CAGC電容器

一般情況下，CAGC電容器的推薦容量為0.47μF至4.7μF。注意，如果該電容器太大，AGC對輸入信號的反應可能會非常慢。AGC的安靜時間（達到完全放電狀態，即0V電壓）可以通過等式6得出∶

Δt=1.333×CAGC-0.44┅┅（6）

其中，CAGC的單位為μF，Δt的單位為秒。

（2）在占空比模式下選擇CAGC電容器

在斷電狀態下，當IC激活後，CAGC電容器的電壓降應該盡快補充。如上所述，MICRF009在啟動後，會按照45的因子上拉或下拉電流。該固定時間段基於參考振蕩器頻率fT。當fT=6.00MHz時，該時間為10.9ms，且與fT成反比。選擇適當的CAGC電容器容值以及斷電時間的長短，使電壓的下降在10ms內得以補充。

但是，電壓降的極性是未知的，意味著AGC電壓可以上升，也可以下降。最壞情況是在恢復點電壓下降，因為AGC上拉電流大小僅僅是下拉電流的1/10。電壓降低的具體大小可根據等式7算出∶

I/CAGC=ΔV/Δt┅┅┅（7）

其中，I為初始10ms（67.5μA）的AGC上拉電流，CAGC為AGC電容器的容值，Δt為降壓恢復時間，ΔV為電壓降。

例如，如果用戶希望降壓恢復時間為10ms，并選擇了一個容值為4.7μF的CAGC電容器，容許的電壓降大約為144mV。

圖2.CTH管腳接口電路

表3.433.92MHz時解調器濾波器帶寬與SEL0的關系

5、第五步∶選擇解調器濾波器的帶寬

輸入管腳SEL0以二進制的步距控制解調器濾波器的帶寬，即掃描模式為625Hz至1250Hz，固定模式為1250Hz至2500Hz，具體見表3。默認狀態下，SEL1與VSS連接。注意，表1中的值為理論值。濾波器的帶寬與頻率成正比，因此其具體值取決於操作頻率。

（1）電源旁路電容

強烈建議采用電源旁路電容。該電容應該連接於VDDBB和VDDRF之間，其引線也應該盡可能短。為了獲得最佳效果，應將電源的VSSRF與VSSBB連接，將VDDBB與VDDRF連接（也就是說，應該讓帶通電流流經RF返回路徑）。

（2）通過優化帶通濾波器提高選擇性

在本地噪聲較大的環境中，可以在ANT管腳和VSSRF管腳之間連接一個固定值的帶通網絡，以提供額外的接收機選擇性和輸入過載保護。最小輸入配置如圖9所示，該設計可以提供某些濾波及必要的過載保護功能。

（3）數據抑制

在靜止期間（沒有信號），輸出數據（DO管腳）隨噪聲的大小隨機突變。大多數解碼器可以分辨出隨機噪聲和實際數據。對某些系統來說，這并不是一個問題。減少輸出噪聲的方法有3種∶

·通過模擬抑制提高解調器的閾值

·在沒有數據的時候，通過數字抑制關閉輸出

·通過輸出濾波器濾除數據輸出管腳的高頻噪聲雜波信號

最簡單的方案是采取折衷的方法在CTH管腳添加一些模擬抑制，或電壓抑制，這樣噪聲就不會觸發內部比較器。

圖3.CAGC管腳接口電路

圖4.DO管腳接口電路

圖5.REFOSC管腳接口電路

圖6.SEL0/SEL1/SWEN管腳（6a），以及SHUT管腳（圖6b）接口電路

圖7.天線輸入阻抗與IC輸入阻抗的匹配

一般情況下，20mV到30mV已經足夠，這可以通過在CTH管腳和VSSBB或VDDBB管腳之間連接一個幾兆歐姆的電阻器來實現，具體阻值大小取決於所需的偏離極性。由於MICRF009在內部比較器輸出部分的接收器AGC噪聲始終是一致的（由AGC進行設定），隨著噪聲強度的改變，偏離抑制要求也將改變。引入抑制將降低選擇性，也會減小選擇范圍。因此，只有引入一定數量的偏離才足以使輸出保持安靜。典型抑制電阻器的范圍為10M-6.8M歐姆。

6、I/O管腳接口電路

對於MICRF009的不同I/O管腳，其接口電路如圖2-8。為了簡潔起見，圖中的所有輸入和輸出管腳都沒有標出ESD保護電路。

7、天線阻抗匹配

天線輸入阻抗與IC輸入阻抗的匹配非常重要。如圖7及表4所示，天線的輸入阻抗依賴於頻率。ANT管腳可以通過圖3所示的L形電流匹配為50歐姆。也就是說，在天線輸入與地之間連接一個分流電感器，另一元件串聯於天線的輸入與ANT管腳之間。

其中，電感器的值如表4，具體取決於PCB材料、PCB厚度、接地配置，以及布線路徑的長度。表中數據的具體條件是∶PCB厚度0.031〃，板材為FR4，硬性板，底層接地，布線路徑很短。其中，電感采用的是MuRata 和Coilcraft公司的線繞型0603或0805表面安裝電感器，當然，也可以采用任何品牌的高SRF（自激頻率）線繞型電感。

三、應用實例

圖8為MICRF009 UHF接收器IC的典型應用，該接收器連續工作於掃描模式，典型工作頻率為315MHz，并可以通過選擇適當的頻率基準（Y1），以及調節天線的長度進行定制。如果采用備選輸入濾波器，C4的容值也將改變。如果數據率變化1kbps，R1的阻值也必須變化。圖8的物料清單見表5，圖9是對應的PCB布線圖。

表4.匹配用分流電感器的技術參數

表5.應用實例的物料清單

圖9.通過優化帶通濾波器提高選擇性的最小輸入配置