前幾天，師姐，給我發了一幅圖，問我能不能建個模，驗證一下這個理論計算。

前幾天正被課程中的仿真搞的焦頭爛額，所以就一直擱置著，這不，周六把純射頻層面的調制仿真講完了，然后昨天，感覺DF的仿真也快有結果了，頓時心情大好，腦子里開始有空間，可以開始考慮這個事情了。

雖說，我目前正在做的是RX的系統仿真，但是不怕，技能是可以遷移的。

需要先理解師姐給的這幅圖中每一項指標的意思。因為要對系統鏈路建模，除了知道大概框架之外，還需要知道每個器件的具體性能。

(2)

首先第一項，標題為Phase Noise Int。

這里，又可以復習一下相噪的概念。

一個理想的信號，可以用下式進行表示：

但是，在現實世界中，信號是這樣的：

其中，A(t)代表幅度噪聲，通常可忽略；θ(t)表示相位噪聲。

L ( f )的單位是rad^2/Hz，對其取10*log()，即得到我們常見的dBc/Hz。

相噪可以用指定偏移頻率處的相噪來表示，也可以用指定帶寬內的積分RMS噪聲表示，比如下面的相噪曲線圖所示。

假設fmin,fmax分別是積分帶寬的下限和上限。

那么：

相噪曲線圖中的數值如下圖：

RMS noise:??3.23258 mrad,185.213 mdeg

Intg Noise:-52.8193 dBc/19.69 MHz

用excel列出上面的公式，來復算一下上面的數值，完全符合。

再回到師姐的圖中的第一項，即：

對應的rad值為：

積分帶寬是1K~10MHz，通過小軟件，來擬合出一種相噪的可能。

(3)

LO leakage：

LOL=-33dBc

即本振泄露到輸出端的大小，這個指標，在現在用的仿真模板中，用一個信號源來模擬。

(4)

IQ Gain and Phase Imbalance

IR = -45.5dBc

因為IQ信號增益和相位的不平衡，會導致邊帶抑制變差，但是IR這個值是結果，需要擬合出IQ 增益和相位的不平衡的程度，才能在ADS里面進行建模。

如下圖所示的直接變頻發射機，理想情況下，即IQ完全匹配(增益失配和相位失配都為0)時，當輸入I和Q信號分別為V0cos(win*t)和V0sin(win*t)時，可以得到輸出信號的表達式為：

但是，當存在增益失配和相位失配時，輸出會變為：

其中，上圖中第一個紅框中，表示幅度失配；第二個紅框，表示相位失配。

所以，IR即是不想要的邊帶wc-win上的功率與有用邊帶wc+win的功率的比值，即：

用excel來模擬一下上述公式，來擬合出IR=-45.5dBc時，對應的幅度和相位失配。因為用的仿真模板，加入幅度失配比較容易，所以按下圖進行設置，仿真出來的IR結果，與理論計算吻合。

(5)?

IMD3=-38 dBc，可以估算出整機的三階互調截點。

假設輸出功率是15dBm，那么輸出三階互調截點約為34dBm，這個是在輸入信號比較小的時候，出來的結果。如果信號使得放大器進入了一點點非線性的話，會有少許的差別。

所以，對放大器的TOI調整了一下，變為34.6dBm，使得仿真出來的結果，在輸出功率為15dBm時，IMD3=-38dBc。

(6)

Band Noise：-50dBc@1KHz~20MHz。

設置鏈路的噪聲系數，使得帶內噪聲為-50dBc。通過HB仿真，來確認設置的正確性。

(7)

現在開始仿真了哈。

首先，調制是16QAM，師姐實測的時候，用的是這個case。

但是，我目前對802.11n還不熟悉，所以就用了一個單個子載波，把symbolrate設置為14.44MHz。

仿真出來的結果，和理論計算的差一點，這邊是0.022,理論計算是0.027。（也有一部分帶外噪聲計入帶內了，因為ENV計算的是時域，所以帶內的EVM，可能比0.022還要小一點）。

（8）

如果用射頻層面的調制信號仿真的話，流程是這么一個流程。

等DF仿真走通了，可以再用DF流程跑一下。

審核編輯：黃飛

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