風電變流器的設計：

　　能源是人類社會存在與發展的物質基礎。過去200多年，建立在煤炭、石油、天然氣等化石燃料基礎上的能源體系極大地推動了人類社會的發展。然而，人們在物質生活和精神生活不斷提高的同時，也越來越感悟到大規模使用化石燃料所帶來的嚴重后果，資源日益枯竭，環境不斷惡化。能源與環境問題已成為全球可持續發展所面臨的主要問題。因此，人類必須尋求一種新的、清潔、安全、可靠的可持續能源系統。風力發電以其無污染和可再生性，日益受到世界各國的重視，風能成為保持增長最快的能源。風能資源是清潔的可再生能源，風力發電是新能源中技術最成熟、最具規模開發條件和商業化發展前景的發電方式之一。世界上很多國家，已經充分認識到風電在調整能源結構、緩解環境污染等方面的重要性，對風電的開發給予了高度的重視。

　　風電變流器是將風力發電機輸出的電壓幅值、頻率變化的電能轉換為恒壓、恒頻的交流電能的裝置，是風力發電系統中的一個重要部件。因此，研制適用于風電轉換的高可靠性、高效率、控制及供電性能良好的風力發電變流系統，是風力發電技術的研究重點，具有重要的意義。風電變流器可以分為兩部分：轉子側模塊和網側模塊。文中著重研究了網側風電變流器的控制系統，以達到2個控制目標：1）保證其良好的輸入特性，即輸入電流的波形接近正弦，諧波含量少，功率因數接近1，這就為整個系統的功率因數的控制提供了一個途徑；2）保證直流母線電壓的穩定，直流母線電壓的穩定是風電變流器正常工作的前提。

　　1 控制系統硬件設計

　　圖1所示是網側變流器控制板電路結構圖，包括DSP控制板（DSP芯片是TI公司的TMS320LF2407A，負責A/D采樣、運算控制等功能），信號采集電路，信號放大調節電路（對霍爾傳感器采集的電壓、電流信號進行放大、偏移處理），IGBT驅動、保護電路（使用光耦隔離將DSP控制板和強電部分隔離起來，降低干擾，并實現IGBT模塊的保護功能）。下面介紹這幾部分的電路實現。

　　圖1 網側變流器控制板電路結構圖

　　1.1 控制芯片的選擇

　　文中采用的是面向數字控制、運動控制的TMS320C2000系列的TMS320LF2407A，它們兼DSP的高運算速度和單片機的強控制能力。TMS320 LF2407A芯片集成了16通道10位500 ns的高性能A/D轉換器；CAN2.0模塊等模塊。TMS320LF2407A具有2個事件管理器模塊EVA和EVB事件管理器包括：2個16位通用定時器，8個16位PWM（脈寬調制）通道，可以實現三相反相器控制、PWM的中心或邊緣校正，當外部引腳DPINTX出現低電平時快速關閉PWM通道，防止擊穿故障的可編程的PWM死區控制，對外部事件進行定時捕捉的3個捕獲單元，片內光電編碼器接口電路，如此功能強大使得TMS320LF2407A大大簡化了外部硬件電路的設計。

　　1.2 信號采樣電路設計

　　根據圖1，可以看到系統設計中需要采集模擬信號包括了網側電流、網側電壓、直流母線電壓。本設計選用了霍爾元件作為電壓、電流傳感器。選用的霍爾電流傳感器型號為CHB-50A，其工作原理為霍爾磁補償，額定電流為50 A，匝數比為1:1 000，工作電壓為±5 V，具體電路如圖2所示。

　　圖2 電壓、電流采樣電路

　　1.3 信號調節電路設計

　　電壓、電流采樣電路輸出的電流信號首先經過一個功率電阻轉換為相應的電壓信號，電壓信號經RC濾波后與一直流電壓給定信號相加后經比例放大，送入DSP的A/D口。與直流電壓給定信號疊加的目的是使輸入的交流信號經過直流偏置后在0~3.3 V之間變化，滿足DSP的A/D口對輸入信號的要求。濾波以及比例放大是為了減小干擾。如圖3所示為電流、電壓信號的調節電路。

　　圖3 電壓、電流調節電流

　　1.4 電源轉換電路設計

　　圖4所示為電源轉換電路。本控制板的輸入電壓為僅為±15 V，由于控制系統中的部分芯片需要5 V電源，而且LF2407A芯片的供電電壓只能是3.3 V，因而需要將±15 V電源變換為5 V和3.3 V，作為DSP和外設的電源。因此，使用LM2576S元件作為±15 V/5 V的轉換芯片，使用TPS7333QP元件作為5 V/3.3 V的轉換芯片。LM2576S輸入可為7~40 V，輸出為5 V，輸出最大電流為3 A.TPS7333QP輸入可為3.77~10 V，輸出為3.3 V，輸出最大電流為500 mA.

　　圖4 電源轉換電路

　　1.5 IGBT驅動電路設計

　　IGBT驅動電路設計，由DSP輸出的6路3.3 V的PWM信號首先經電平轉換為5 V的PWM信號。之后輸出的信號作為IGBT驅動模塊EXB841的輸入。IGBT驅動電路設計要求：1）動態驅動能力強，能為IGBT柵極提供具有陡峭前后沿的驅動脈沖。否則IGBT會在開通及斷過程中產生較大的開關損耗。2）能向IGBT提供適當的正向和反向柵壓。一般取+15 V左右的正向柵壓比較恰當，取-5 V反向柵壓讓IGBT能可靠截止。3）具有柵壓限幅電路，保護柵極不被擊穿。IGBT柵極極限電壓一般為±20 V，驅動信號超出此范圍可能破壞柵極。4）當IGBT處于負載短路或過流狀態時，能在IGBT允許時間內通過逐漸降低柵壓自動抑制故障電流，實現IGBT的軟關斷。驅動電路的軟關斷過程不應隨輸入信號的消失而受到影響。

　　驅動電路中D6起保護作用，避免EXB841的6腳承受過電壓，通過D7檢測是否過電流，接D8的目的是為了改變EXB模塊過流保護起控點，以降低過高的保護閾值從而解決過流保護閾值太高的問題。R19，C10和D11接在+20 V電源上保證穩定的電壓。D9和D10避免柵極和射極出現過電壓，R21是防止IGBT誤導通。

　　圖5 IGBT驅動電路

　　2 控制系統軟件的設計

　　根據整個裝置所要完成的不同功能，將控制系統軟件劃分為主程序和中斷服務程序。主程序中包括DSP初始化和定時器設置，如圖6（a）所示；中斷程序包括A/D采樣，過流過壓判斷，對采樣數據處理和計算，產生PWM波形等，如圖6（b）所示。編程時采用順序結構，使調用子程序方便。

　　圖6 程序流程圖

　　3 結束語

　　本文詳細介紹了基于DSP的網側風電變流器控制板的硬件和軟件結構。經過多次試驗測試表明，該控制板具有很好的穩定度，并且很好的達到了控制目標，由該控制板控制的變流器能夠很好的滿足雙饋風力發電系統的要求。

　　光伏IGBT電機設計：

　　1.1家用太陽能發電系統的要求

　　現以家用太陽能發電系統來說明逆變器及其控制電路的工作原理。對于家用太陽能發電系統的逆變器來說，應滿足下述技術要求：

　　（1） 輸出功率為l—lOkW；

　?。?） 效率為90%-95%；

　?。?） 直流側電源電壓的變化范圍在100~350V時，仍能輸出穩定的交流電壓；

　?。?） 交流輸出電壓為220V；

　?。?） 輸出頻率為50Hz土0.5Hz；

　?。?） 輸出波形失真度小于10%。

　　滿足上述技術要求的拓撲族包括推挽式、半橋式、全橋式等，電路結構包括有工頻變壓器（低頻環節）、有高頻變壓器（高頻環節）和無變壓器等多種形式。

　　1.2 太陽能發電系統的結構

　　太陽能發電系統的結構如圖l-l所示。從圖中可以看出，系統包括太陽能電池陣列和直流控制器、能量變換（逆變電路）、控制電路、保護電路等部分。本節將對能量變換（逆變電路）和控制電路作重點介紹。

　　圖1-1 太陽能發電系統的結構

　　圖1-2為太陽能發電系統的低頻環節全橋式逆變器電路。在該電路中，太陽能電池陣列的直流輸出電壓經工頻PWM逆變器轉變為交流電壓，再經過低頻濾波器得到 50Hz的交流輸出電壓并并人電網。由于季節和天氣的變化，太陽能電池陣列接受到的光照強度會有很大的變化。這就要求逆變器能在直流側電源電壓有較大范圍的變化時，仍能提供穩定的交流輸出。為此，會對控制電路提出較高的技術要求，如采用多種工作模式，即晴天時，系統工作在SPWM逆變模式，太陽能轉變成電能后，直接給負載供電或并人電網；在多云天氣時，系統工作在后備模式，由蓄電池為負載供電；在深夜、不需要為負載供電時，系統工作在整流模式，由電網為蓄電池充電。另外，工頻變壓器的重量和體積很大，影響了低頻環節逆變器在太陽能發電系統中的推廣使用。

　　圖1-2 太陽能發電系統的低頻環節全橋式逆變器電路

　　圖1-3為太陽能發電系統的高頻環節全橋式逆變器電路。圖1-3（a）的屯路結構為太陽能電池陣列一高頻PWM逆變一高頻變壓器一一整流濾波一工頻PWM逆變一濾波一并入電網或負載。其中高頻PWM逆變部分為推挽式逆變器，工頻PWM逆變部分為全橋式逆變器。而圖1-3 （b）的電路結構為太陽能電池陣列一高頻PWM逆變一高頻變壓器一整流濾波一極性反轉逆變橋一并入電網或負載。其中高頻PWM逆變部分為全橋式逆變器，極性反轉逆變橋也可視為全橋式逆變器。兩種電路相比較，圖l-3（b）的電路比圖1-3 （a）的電路少用了一個低頻濾波環節，其工作原理完全相同。該電路采用了高頻變壓器隔離方式，體積小、重量輕。但有高頻逆變和極性反轉逆變橋兩個逆變電路，所以相對于圖1-3 （a），電路比較復雜。與圖1-2所示電路一樣，系統也可以采取多模式工作方式。

　　圖1-3 太陽能發電系統的高頻環節全橋式逆變器電路

　　圖1-4為太陽能發電系統的無變壓器全橋式逆變器電路。該電路的主要特點是：

　　圖1-4 太陽能發電系統的無變壓器全橋式逆變器電路

　　由于沒有變壓器，效率高，且體積小、重量輕、成本較低；

　　（1） 由于采用了升壓和高頻SPWM控制方式，可以允許太陽能電池陣列的輸出直流電壓有較寬的變化范圍，其系統的交流輸出電壓保持穩定；

　　（2） 要采取措施解決輸入和輸出之間的隔離問題。

　　解決輸入和輸出之間的隔離問題，應采取如下措施：

　?。?）太陽能電池陣列的正極和負極不能直接接地。系統的接地點應在交流輸出的單相三線制中性點。另外，由于太陽能電池陣列的正、負極均沒接地，其必然對地存在等效對地電容，該電容的充放電對電路的正常工作造成影響。當其低頻部分達到漏電流的保護閡值時，漏電的正常工作。等效對地電容充放電電流的低頻部分的影響可通過控制逆變器變換方式來消除；高頻部分的影響可由濾波的辦法來解決。

　?。?）應增設接地保護電路。在系統運行過程中，應通過零序互感器來檢測太陽能電池陣列的正、負極的接地電流。正常情況下，正、負極的接地電流應基本平衡，若不平衡電流值超過接地保護電路的閾值，說明太陽能電池陣列的正極或負極有可能接地，此時，接地保護電路動作，切斷逆變器的輸出，系統停止工作。

　　1.3 太陽能發電系統的控制方案

　　在1.2節中介紹了三種類型的太陽能發電系統的逆變器電路，它們的控制方案是不同的。由于低頻環節逆變器近來已少見應用，這里僅對后兩種逆變器電路的控制方案予以簡單介紹。太陽能發電系統的逆變器的控制方案（一）如圖1-5所示。該控制方案適用于高頻環節逆變器電路?？刂品桨福ǘ┤鐖D1-6所示，該方案適用于無變壓器全橋式逆變器電路。

　　圖1-5 太陽能發電系統的逆變器控制方案（一）

　　圖1-6 太陽能發電系統的逆變器控制方案（二）

　　1. 高頻環節逆變器電路的控制方案

　　在圖1-5所示的控制方案中，基準正弦波發生器是與市電電網電壓同步的，它提供基準電流信號ir，經絕對值電路得到與逆變器輸出電流（電感電流）iL同極性的參考電流 jrd，ird與iL的反饋電流 iLf，在電流誤差放大器中進行比較放大，得到誤差電流 ie，ie與三角形載波ic比較，得到SPWM控制信號，通過驅動電路分別驅動Vl、V4和V2、V3［見圖1-3（ b）］。為避免同一橋臂上的兩只開關管同時導通，兩組SPWM控制信號之間應存在死區時間。調節SPWM控制信號的占空比，可以調節逆變器的輸出電流iL，使其達到穩定。基準電流信號ir，通過兩個過零比較器得到兩組驅動信號，分別驅動SCR1、SCR4和SCR2、SCR3，得到工頻輸出，并并入電網。同樣，兩組驅動信號之間應存在死區時間。

　　2.無變壓器逆變器 電路的控制方案

　　在圖1-6所示的控制方案中，通過面板設置太陽能發電系統的發電量，即逆變器電路的輸出功率，直流最佳工作點追蹤單元根據發電量計算并提供電流指令ir，ir與電感電流iL的反饋值iLf在電流誤差 放大器中進行比較放大，得到誤差電流信號ie，ie與三角形載波電流信號交截，得到SPWM控制信號，通過驅動器分別驅動Vl、V4和Vz、V3（見圖1-4）。兩組SPWM控制信號之間應存在死區時間。調節SPWM控制信號的占空比，可以調節逆變器的輸出電流iL，使其達到穩定。

　　由于天氣的原因，太陽能光伏陣列的直流輸出電壓不是恒定的，為了使逆變器直流側的電源電壓保持穩定，在圖1-4的電路中，增加了升壓部分。在圖1-6中，太陽能光伏陣列的輸出電壓UGF，與逆變器直流側電源電壓的反饋值U DCF，在電壓誤差放大器中進行比較放大，得到的誤差信號控制PWM的輸出信號占空比，以期升壓電路的輸出達到逆變器所需要的直流側電源電壓值。

　　1.4 光伏并網技術

　　1．并網型光伏發電系統的結構

　　太陽能發電又稱為光伏發電。上面介紹的家用光伏發電系統若作為一個獨立系統，則不需要與電網并網運行的。在沒有公共電力網的偏遠地區，提倡建立獨立運行的光伏發電系統。在獨立運行的光伏發電系統中，采用蓄電池作為儲能單元，在日照較強時將剩余的電能儲存在蓄電池中。在日照不足或夜晚時，再將蓄電池中的電能通過逆變器變換為50Hz的交流電，供給照明和家用電器使用。圖1-7為獨立運行的光伏發電系統的結構圖。

　　圖1-7 獨立運行的光伏發電系統的結構圖

　　若將光伏發電系統與電網并岡，構成并網型光伏發電系統，其結構圖如圖1-8所示。與獨立運行的光伏發電系統的不同之處，并網型光伏發電系統不需要蓄電池作為儲能單元，而是以電網作為儲能單元。并網光伏發電系統的逆變主電路參見圖1-2~圖1-4。

　　圖1-8 并網型光伏發電系統的結構圖

　　2. 光伏發電系統的最大功率點

　　光伏發電系統的輸出功率是由太陽能電池的輸出功率決定的。圖1-9是太陽能電池的輸出特性。在輸出功率P的曲線上，輸出功率達到最大值Pmax的工作點稱為最大功率點，Pmax=UPmax； IPmax。UPmax和lPmax分別稱為最大功率點電壓和最大功率點電流。在實際運行中，通過穩定最大功率點電壓UPmax來使太陽能電池的輸出功率達到最大功率點Pmax.在圖1-2和圖1-3所示的電路中，最大功率點電壓UPmax就是PWM逆變器的輸入電壓。

　　需要說明的是，圖1-9所示的太陽能電池的輸出特性是對應于某一特定光照強和溫度下得到的。即在不同的光照強度和溫度下得到的太陽能電池的輸出性是不同的，所以在一天內最大功率點是漂移的，即最大功率點電壓UPmax（PWM逆變器的輸入電壓）是漂移的，可以采用圖1-6所示的控制方案，利用升壓電路來實現U Pmax的穩定，以取得最大功率點Pmax的穩定。從圖1-9的功率曲線上可以看出，在最大功率點Pmax處，對電壓或電流的微分為零，根據這一特性，可以判斷PWM逆變器的輸入電壓是否等于UPmax。

　　圖1-9 太陽能電池的輸出特性

　　3．基于DSP的并網型光伏發電系統的控制

　　圖1-10為基于DSP的并網型光伏發電系統的控制框圖。從圖中可以看出，該控制系統由 電壓電流檢測單元、DC/DC變換器控制單元和DC/AC逆變器控制單元組成。該控制系統以DSP為核心芯片，它的作用是除了根據 DC/DC變換器的輸出電壓lJd和系統輸出電流iL、電壓US，為DC/AC逆變器提供PWM信號外，還要根據太陽能電池陣列輸出的功率（Ui·Ii），經過計算為PWM控制芯片提供最大功率點指令電壓U*Pmax，實現對太陽能電池陣列最大功率點的跟蹤。PWM控制芯片可以是前面介紹的任一種FWM集成控制器（視DC/DC變換器所用開關器件的類型而定）。功率開關管采用MOSFET時，PWM集成控制器采用SG3525A、SG3526 等芯片。若功率開關管采用IGBT時，PWM集成控制 器采用TDA4918、UC3825A 等芯片。具體選擇哪種芯片請聯系南京微葉科技咨詢。DC/DC變換器根據需要，在小功率場合可以是采用單相半橋式電路，在中大功率場合可以采用全橋式電路，當然也可以采用三相電路。圖1-11給出了單相半橋式DC/DC變換器電路。C/AC逆變器通常采用全橋式逆變器，如圖1-12所示。IGBT的驅動集成電路的選用請聯系南京微葉科技咨詢。DSP通常采用TI 公司的TMS320系列產品，如TMS320F240、TMS320LF2407、TMS320F2812、TMS320LF2407A 等DSP芯片。

　　圖1-10 基于DSP的并網型光伏發電系統的控制框圖

　　圖1-11 單相半橋式DC/DC變換器電路

　　圖1-12 DC/AC逆變器通常采用 全橋式逆變器

　　DSP對DC/AC逆變器控制的結構框圖如圖1-13所示。設定的直流側指令電壓U*d與DC/DC變換器的輸出電壓Ud比較后，得到誤差電壓△Ud，經PI調節器輸出電流幅值指令I*L，再與正弦表值sinwt在乘法器中相乘得到輸出電流指令ZL，Il與輸出電流 iL比較，其誤差電流厶吐經比例調節，與電網電壓（系統輸出電壓）US相加得到參考電壓Ur，U，與三角形載波Uc送入 PWM發生器，得到四路PWM輸出，經驅動電路驅動圖1-12中的IGBT功率開關管V1~V4。