通過反饋環路保持R13兩端的電壓固定，最終得到固定的LED電流。根據LED電流和開關占空比產生一個固定值，電壓控制環路為電流控制環路產生一個輸入基準，用于設置電感的平均電流。比較R13兩端的壓降和100mV基準，電壓誤差放大器對這一差值進行放大，產生一個與所要求的電感平均電流相對應的基準電壓，利用下式計算基于LED電流的R13電阻值：
，式中，ILED為LED電流(本應用中為2A)，0.1V是電壓控制環路的反饋基準。代入已知參數，得到：R13=0.05W。電阻額定功率應該高于ILED2×R13。由于boost轉換器工作在連續導通模式，電源電路傳輸函數存在一個右半平面(RHP)零點。該零點提供20dB/十倍頻程的增益和90度的相位滯后，很難補償。最簡單的方法是在低于RHP零點頻率處抵消該零點，將環路增益降至0dB(利用-20dB/十倍頻程)。對于boost轉換器，下式給出了最差工作條件下的RHP零點頻率(FZRHP)：
，代入已知參數，可以得到：FZRHP=17.7kHz。平均電流控制環路將電感和輸出電容COUT構成的雙極點、2階系統轉換成1階系統，1階系統的單個極點由輸出濾波電容和輸出負載電阻決定。輸出濾波電容和輸出負載動態電阻構成的極點頻率由下式計算：
，，式中，RLD是LED負載的動態電阻(本應用中所使用的LED電阻為4.5W)。代入已知參數后，可得：FP2=1.88kHz。電壓誤差放大器的輸出到差分電壓放大器輸出的電壓控制環路直流增益(最大占空比時)由下式計算
，：，式中6V/V是圖1中U2內部差分電壓放大器的增益，代入已知參數，可得：GP=0.75V/V。為了補償電壓控制環路(使環路保持穩定并具有足夠的相位裕量)，環路單位增益的頻率(FC)應該低于RHP零點頻率的1/5。本應用中，為了獲得較好的相位裕量，單位增益頻率選擇RHP零點頻率的1/10
：，代入已知參數，可得：FC=1.77kHz。電壓誤差放大器傳輸函數具有一個主極點(FP1)和一個零點(FZ1)，用于補償輸出極點FP2和高頻極點(FP3)。補償零點(FZ1)放置在輸出極點頻率，利用下式計算電壓誤差放大器的增益(FZ1處)，總環路增益在FC頻點的增益為0dB
：，代入已知參數，得到：AEA1=1.25V/V。電阻R14和R12決定增益AEA1
：。將R12任意設置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kWC14和R14決定補償零點頻率FZ1，按照下式計算C14
：，代入已知參數，得到：C14=30.8nF，實際應用可
以選擇100nF電容。選擇較大的電容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期間通過斷開Q3可以保持C14上的電荷。C12將高頻極點(FP3)置于開關頻率的一半，按照下式計算C12
：，代入已知參數后可得：C12 = 386pF，選擇470pF標準電容。
PWM調光和LED保護
LED通過連接在PWMDIM輸入端的低頻PWM信號調節亮度(外部信號作用在圖1電路)，PWM信號幅度范圍：3V至10V，頻率可達2kHz。電路中，外部MOSFET (Q1)與LED串聯能夠快速接通、切斷LED電流。PWM ON期間，Q1導通;PWM OFF期間Q1斷開。LED關閉時，U3將CLP拉低，禁止PWM開關工作，關閉Q2。
小信號MOSFET Q3用于完成一個重要功能，PWM調光時可直接影響LED電流控制環路的響應時間。PWM OFF期間處于斷開狀態，阻斷C12/C14通路使其在OFF周期內保持電荷量不變;PWM返回ON狀態時，電壓誤差放大器的輸出可以立即達到前期的穩態值，幾乎在LED導通的同時建立LED電流。通用運算放大器(U1)能夠在LED溫度達到85℃時阻止電流的流通，為LED提供保護。利用EPCOS NTC電阻檢測溫度，將其安裝在LED板，假設25℃時對應的阻值為10kW，運算放大器的輸出控制U2的EN輸入，當溫度達到85℃時關閉LED，溫度降至75℃時恢復LED導通。
如果沒有過壓保護，LED開路時升壓轉換器可能使電壓上升到不安全的水平。圖1所示電路能夠在輸出電壓上升到33.5V時關閉轉換器。當U2的OVI輸入超過1.276V (電阻R5/R7電阻分壓器設置的門限，對應于33.5V過壓門限)時，關閉PWM開關，提供系統保護。為了保持過壓門限精度，R7選擇25kW電阻。利用下式計算過壓門限對應的R5：
，式中VOVT為所要求的門限。