利用ADM1066進行電源余量微調

　　在系統開發期間，當設計工程師需要調整電源電壓以優化其電平或使其偏離標稱值時，可以使用ADM1066的片內DAC來執行電源余量微調。利用這種余量微調特性，可以在電源限制范圍內對系統進行全面特性測試，而不需要使用外部儀器。該功能通常是在在線測試（ICT）期間執行，例如：當制造商希望保證受測產品能夠在標稱電源電壓±5%的范圍內正常工作時。基于圖4所示的電路，用戶可以在許多電源軌上實現余量微調。

　　開環電源余量微調

　　對DC/DC 轉換器或LDO等電源進行余量微調的最簡單方法，是將額外電阻切換到電源模塊的反饋節點中，以改變反饋或調整節點的電壓，從而利用DAC迫使輸出電壓上調或下調所需的幅度。采用這種衰減器（圖5）時，可以通過SMBus更新相關DAC輸出的值，從而遠程命令ADM11066執行電源余量微調。該過程可以利用獨立于系統控制環路的開環技術實現。

　　圖5. 開環余量微調

　　ADM1066最多可以為6個電源執行開環余量微調，它利用6個片上電壓輸出DAC（DAC1至DAC6）驅動要微調的電源模塊的反饋引腳。實現這一功能的最簡單電路是利用一個衰減電阻（R3），將DACx引腳連接到DC/DC轉換器的反饋節點。當DACx輸出電壓設定為與反饋電壓相等時，無電流流入衰減電阻，DC/DC轉換器的輸出電壓不發生變化。當DACx輸出電壓高于反饋電壓時，電流流入反饋節點，DC/DC轉換器的輸出必須下降以進行補償。要提升DC/DC轉換器輸出，DACx輸出電壓設定值須低于反饋節點電壓。為降低噪聲，如圖中所示，可以將該串聯電阻分成兩個電阻，其間的節點可以通過一個電容去耦到DC/DC轉換器的地

　　閉環電源余量微調

　　一種更精確、更全面的余量微調方法是在閉環系統中使用類似的電路。圖4所示為針對1.2 V輸出的一個例子。要微調的電源軌電壓可以通過VX2回讀，確保將其精確調整到目標電壓。ADM1066集成了執行微調所需的全部電路，12位逐次逼近型ADC用于讀取受監控電壓的電平，6個電壓輸出DAC用于按照上述方法調整電源電平。這些電路可以配合微控制器等其它智能器件使用，以實現閉環余量微調系統，它可以將DC/DC轉換器或LDO電源設定到任何電壓，精度為目標值的±0.5%。

　　為了在要測試的電源軌上實現閉環余量微調，請執行下列步驟：

　　禁用6路DACx輸出。

　　DACx輸出電壓設定為反饋節點電壓

　　使能DAC

　　讀取連接到VPx、VH或VXx引腳之一的DC/DC轉換器輸出的電壓。

　　需要時，提高或降低DACx輸出電壓以調整DC/DC轉換器輸出電壓。否則就停止，目標電壓已經達到。

　　將DAC輸出電壓設定為某一值，使電源輸出改變所需的幅度（例如±5%）。

　　重復該過程，直至達到該電源軌所需的電壓

　　步驟1至3確保各DACx輸出緩沖器開啟時，它對DC/DC轉換器輸出的直接影響非常小。DAC輸出緩沖器的作用是消除上電時的瞬變“毛刺”，因為緩沖器首先上電并跟隨引腳電壓，此時它不驅動該引腳。一旦輸出緩沖器正確使能，緩沖器輸入即切換到DAC，緩沖器的輸出級開啟，從而消除輸出毛刺。

　　開關調節器的同步

　　在具有多個電源軌并使用一個以上開關調節器或控制器的系統中，由于內部開關頻率的差異，這些器件之間可能會相互作用。這會引起拍頻諧波，大幅提高電源噪聲，嚴重影響EMI測試。幸運的是，許多開關控制器和調節器在設計上都支持內部時鐘同步。LDO不存在這個問題，但其電流輸出有限，并且在大多數情況效率較差，因此有時可能不合需要。

　　雙通道開關調節器ADP2116 就是可同步器件的一個很好的例子。通過SCFG引腳，可將其SYNC/CLKOUT引腳配置為輸入SYNC引腳或輸出CLKOUT引腳。作為輸入SYNC引腳，它可讓ADP2116與外部時鐘同步，兩個通道以外部時鐘頻率的一半、彼此180°錯相工作。

　　作為輸出CLKOUT引腳，它可提供輸出時鐘，其頻率是通道開關頻率的兩倍且90°錯相。因此，一個配置為CLKOUT的ADP2116可以充當主轉換器，為所有其它DC/DC轉換器（包括其它ADP2116器件）提供外部時鐘（圖6）。配置為從器件時，它接收主器件的外部時鐘并與之同步。通過同步系統內的所有DC/DC轉換器，這種方法可防止產生能導致EMI問題的拍頻諧波。

　　圖6. 利用外部時鐘同步多個ADP2116

　　結束語

　　本文討論多電源系統的處理方法。時序控制器、監控器、調節器和控制器具有非常高的功能集成度，便于設計工程師處理潛在的電源問題，而無需采用全部是分立IC的電路板。這些器件對設計工程師非常有用，可以提高設計成功的概率，降低重新設計的可能性和電路板開發延誤的風險。

　　4、在系統中成功運用DC-DC降壓調節器

　　智能手機、平板電腦、數碼相機、導航系統、醫療設備和其它低功耗便攜式設備常常包含多個采用不同半導體工藝制造的集成電路。這些設備通常需要多個獨立的電源電壓，各電源電壓一般不同于電池或外部 AC/DC電源提供的電壓。

　　圖 1 顯示了一個采用鋰離子電池供電的典型低功耗系統。電池的可用輸出范圍是 3 V到 4.2V，而IC需要 0.8 V、1.8 V、 2.5 V和 2.8 V電壓。為將電池電壓降至較低的直流電壓，一種簡單的方法是運用低壓差調節器（LDO）。不過，當VIN遠高于 VOUT時，未輸送到負載的功率會以熱量形式損失，導致LDO 效率低下。一種常見的替代方案是采用開關轉換器，它將能量交替存儲在電感的磁場中，然后以不同的電壓釋放給負載。這種方案的損耗較低，是一種更好的選擇，可實現高效率運行。本文介紹降壓型轉換器，它提供較低的輸出電壓。升壓型轉換器將另文介紹，它提供較高的輸出電壓。內置 FET作為開關的開關轉換器稱為開關調節器，需要外部FET的開關轉換器則稱為開關控制器。多數低功耗系統同時運用 LDO和開關轉換器來實現成本和性能目標。

　　圖 1. 典型低功耗便攜式系統

　　降壓調節器包括 2 個開關、2 個電容和 1 個電感，如圖 2 所示。非交疊開關驅動機制確保任一時間只有一個開關導通，避免發生不良的電流“直通”現象。在第 1 階段，開關B斷開，開關A閉合。電感連接到VIN，因此電流從VIN流到負載。由于電感兩端為正電壓，因此電流增大。在第 2 階段，開關A斷開，開關B閉合。電感連接到地，因此電流從地流到負載。由于電感兩端為負電壓，因此電流減小，電感中存儲的能量釋放到負載中。

　　圖 2. 降壓轉換器拓撲結構和工作波形

　　注意，開關調節器既可以連續工作，也可以斷續工作。連續導通以連續導通模式（CCM）工作時，電感電流不會降至 0；以斷續導通模式（DCM）工作時，電感電流可以降至 0。低功耗降壓轉換器很少在斷續導通模式下工作。設計的，電流紋波（如圖 2中的ΔI 所示）通常為標稱負載電流的 20%到 50%。

　　在圖 3 中，開關 A 和開關 B 分別利用 PFET 和 NFET 開關實現，構成一個同步降壓調節器。“同步”一詞表示將一個 FET 用作低端開關。用肖特基二極管代替低端開關的降壓調節器稱為“異步”（或非同步）型。處理低功率時，同步降壓調節器更有效，因為 FET 的壓降低于肖特基二極管。然而，當電感電流達到 0 時，如果底部 FET 未釋放，同步轉換器的輕載效率會降低，而且額外的控制電路會提高 IC 的復雜性和成本。

　　圖 3. 降壓調節器集成振蕩器、PWM控制環路和開關 FET

　　目前的低功耗同步降壓調節器以脈寬調制（PWM）為主要工作模式。PWM保持頻率不變，通過改變脈沖寬度（tON）來調整輸出電壓。輸送的平均功率與占空比D成正比，因此這是一種向負載提高功率的有效方式。

　　FET 開關由脈寬控制器控制，后者響應負載變化，利用控制環路中的電壓或電流反饋來調節輸出電壓。低功耗降壓轉換器的工作頻率范圍一般是 1 MHz 到 6 MHz。開關頻率較高時，所用的電感可以更小，但開關頻率每增加一倍，效率就會降低大約 2%。

　　在輕載下，PWM 工作模式并不總是能夠提高系統效率。以圖形卡電源電路為例，視頻內容改變時，驅動圖形處理器的降壓轉換器的負載電流也會改變。連續 PWM 工作模式可以處理寬范圍的負載電流，但在輕載下，調節器所需的功率會占去輸送給負載的總功率的較大比例，導致系統效率迅速降低。針對便攜應用，降壓調節器集成了其它省電技術，如脈沖頻率調制（PFM）、脈沖跳躍或這兩者的結合等。

　　ADI公司將高效率輕載工作模式定義為“省電模式”（PSM）。進入省電模式時，PWM調節電平會產生偏移，導致輸出電壓上升，直至它達到比PWM調節電平高約 1.5%的電平，此時 PWM工作模式關閉，兩個功率開關均斷開，器件進入空閑模式。COUT可以放電，直到VOUT降至PWM調節電壓。然后，器件驅動電感，導致VOUT再次上升到閾值上限。只要負載電流低于省電模式電流閾值，此過程就會重復進行。

　　ADP2138 是一款緊湊型 800 mA、3 MHz、降壓 DC-DC 轉換器。圖 4所示為典型應用電路。圖 5顯示了強制 PWM工作模式下和自動 PWM/PSM 工作模式下的效率改善情況。由于頻率存在變化，PSM 干擾可能難以濾除，因此許多降壓調節器提供一個 MODE 引腳（如圖 4 所示），用戶可以通過該引腳強制器件以連續 PWM 模式工作，或者允許器件以自動 PWM/PSM 模式工作。MODE 引腳既可以通過硬連線來設置任一工作模式，也可以根據需要而動態切換，以達到省電目的。