電子發(fā)燒友網(wǎng)按：電源設(shè)計對于每個工程師來說都會有點熟悉而又陌生的感覺。如何有效攻克電源設(shè)計中遇到的疑難雜癥？加強工程師之間溝通，充分利用工程師的設(shè)計心得是其中一個有效途徑。基于此，電子發(fā)燒友網(wǎng)將電子發(fā)燒友網(wǎng)讀者奉上《電源工程師設(shè)計札記》系列大餐，之后還將會推出相關(guān)電子書，敬請留意！

　　1、如何使過壓過流電路保護設(shè)計更輕松？

　　對于大型的控制電路，比如LED燈塔的電源控制線路，其保護以及維修都是一個比較復(fù)雜的工程。使用TBU方案，是否可以使過壓過流電路保護解決方案設(shè)計更輕松呢？

　　本文從傳統(tǒng)的保護元器件入手，對比傳統(tǒng)過流過壓保護元器件和TBU方案的工作方式，深度解析TBU與傳統(tǒng)過壓過流電路保護元件的區(qū)別及其應(yīng)用限制，為廣大電子工程師探索過壓過流電路保護方案輕松設(shè)計之道。

　　保護元器件的分類

　　保護電子元器件主要分成兩大塊，如圖所示，一塊是過流保護，一塊是過壓保護。

　　相對過壓的保護元件，過流的保護元件主要分成圖示上部分的幾塊，右邊的元件反應(yīng)速度快，但通流量較小，而左邊的元件相反，所以需要做一些搭配。主要是整合器的元器件，如TBU。TBU把過流和過壓的元器件組合在一起，可同時進行過流和過壓保護。

　　傳統(tǒng)過流和過壓保護元器件的組合和工作方式

　　下圖是最常見的組合圖，可以看出怎樣把過流和過壓保護元器件放在一般的線路上。

　　過流的產(chǎn)品一定是串聯(lián)在電路上，包含一般電阻或電壓。而過壓的產(chǎn)品主要并聯(lián)在電路上，包含一級壓、二級壓、三級壓。類似TBS管等，二級和三級基本可以互換，關(guān)鍵是怎樣做搭配，保護系統(tǒng)的協(xié)調(diào)工作非常重要。

　　按傳統(tǒng)的方式，當一個雷擊進來之后，首先上升的一定是電壓，一定是內(nèi)部靠近IC部分的保護器件最先反應(yīng)，若沒有反應(yīng)，內(nèi)部線路肯定會被擊穿；或TBS管一定要運作，作為開關(guān)直接關(guān)閉。

　　舉例來說，由于過電壓產(chǎn)品最怕電流質(zhì)，而過電流產(chǎn)品最怕電壓，當TBS打開之后，所有的電流都會往一邊流。若出現(xiàn)一個很大的雷擊，這個TBS管一定會被擊穿。所以必須要在外面擺上一個氣體管，來保護這個TBS管。當電流經(jīng)過這個管后，其電壓會持續(xù)上升，靠近外面的氣體放電管，必須要在動作之后才能保護 TBS管。一般來講，PDC的速度非常慢，所以單個雷擊進來之后PDC沒有辦法動作。

　　TBU是近十年一個比較新的產(chǎn)品，是高速的保護器，也可以說是一個電子的限流器?，F(xiàn)在來看看TBU的工作方式與傳統(tǒng)過壓過流保護元器件有何不同。

　　TBU的工作方式

　　傳統(tǒng)電子保險絲的內(nèi)部結(jié)構(gòu)

　　TUB的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

　　與傳統(tǒng)的雙向保險絲結(jié)構(gòu)相比，TUB最重要的差異是電壓部分。傳統(tǒng)保險絲的工作方式是把電流導(dǎo)到地的方式，而TBU方式主要是用隔離的方式。雷擊進來之后電流經(jīng)過內(nèi)部的IC去走，當電流超過觸發(fā)點之后，TBU就會打開，TBU打開之后所有的能量都是隔絕在外，這時候電壓還是會持續(xù)上升。在外部放一個氣體管保護TBU。由于過電流產(chǎn)品最怕是電壓。而TBU是過電流產(chǎn)品，假設(shè)選擇的是一個850v的TBU，必須確定線路偷走的電壓值不能夠超過850v，所以必須在外部再擺一個氣體放電管去保護TBU，這點與傳統(tǒng)的方式有所區(qū)別。事實上兩種應(yīng)用方式的區(qū)別是后者做了開關(guān)，把能量全部阻絕在外面。

　　把TBU放入電路之后，電流會上升，這時候TBU就要打開，阻絕到電流跟電壓，電路就被保護。當電壓上升之后，因為其反應(yīng)速度非?？欤黼娏饕采仙?，TBU動作之后會阻絕電壓與電流的部分。TBU是電流啟動電壓回復(fù)的元件。當TBU沒有動作的時候，如同電阻；電流超過之后，開關(guān)直接打開，承接高阻；當電壓回復(fù)之后，TBU回復(fù)原本工作狀態(tài)。

　　2、如何選擇開關(guān)電源拓撲結(jié)構(gòu)

　　電源是電子產(chǎn)品中必不可少的一部分，現(xiàn)在逐漸流行開關(guān)電源，其拓撲結(jié)構(gòu)有很多種。下面就個人了解，羅列一些（不一定全）供大家參考。首先要明確您的產(chǎn)品中電源部分是否要與輸入電源隔離。

　　對于不隔離式開關(guān)電源，大體上有降壓（buck）、升壓（boost）、極性反轉(zhuǎn)（負輸出，降升壓buck-boost）、斬波（cuck）3種類型。對于隔離式開關(guān)電源，分正激、反激、半橋、全橋、推挽5種類型。

　　先說不隔離式：

　　降壓（buck）型原理如下圖所示，前半周期Q1導(dǎo)通向C供電同時L1儲能，后半周期D1導(dǎo)通L1放能向C供電。

　　升壓（boost）型原理如下圖所示，前半周期Q1導(dǎo)通L1儲能，后半周期D1導(dǎo)通L1放能與V1串連向C1供電。

　　極性反轉(zhuǎn)型原理如下圖所示，前半周期Q1導(dǎo)通L1儲能，后半周期D1導(dǎo)通L1放能向C1供電。

　　若輸入電壓大于工作電壓，則選用降壓型，反之選擇升壓型。若單電源輸入，需要+、-電源時選用極性反轉(zhuǎn)型。

　　再說隔離式：若輸出功率較小（100W以下）常用反激式；若功率稍大，可選用正激式；再大就要采用半橋或全橋式了。

　　反激式是磁性元件在前半周儲能，后半周期傳遞能量。并關(guān)管要承受電源電壓與反激電壓之和，一般220V整流后要用700V左右的功率管。

　　正激式是在前半周期直接傳遞能量，后半周期泄放磁場。若磁場泄放不掉，則后面的周期中會因磁飽和而燒毀功率器。

　　全橋式是有4個功率器件，能夠讓變壓器原邊電流來回流動，在每半個周期都傳遞能量，所以能做到較大功率。

　　半橋式是全橋式的簡化，它將一個橋臂上的功率器件換成電容，節(jié)約了一半數(shù)量的功率器件，且功率器件上承受的電壓也減半，故降低了成本。

　　升壓變換中多采用推挽式，因原邊電壓較低，繞組匝數(shù)少，繞成雙原邊也不增加多少成本，雙繞組又能增加功率，故是廣泛采用的方式。

　　3、多電源系統(tǒng)的監(jiān)控和時序控制

　　現(xiàn)今，電子系統(tǒng)往往具有許多不同的電源軌。在采用模擬電路和微處理器、DSP、ASIC、FPGA的系統(tǒng)中，尤其如此。為實現(xiàn)可靠、可重復(fù)的操作，必須監(jiān)控各電源電壓的開關(guān)時序、上升和下降速率、加電順序以及幅度。既定的電源系統(tǒng)設(shè)計可能包括電源時序控制、電源跟蹤、電源電壓/電流監(jiān)控和控制。有各種各樣的電源管理IC可以執(zhí)行時序控制、跟蹤、上電和關(guān)斷監(jiān)控等功能。

　　時序控制和跟蹤器件可以監(jiān)控和控制多個電源軌，其功能可能包括設(shè)置開啟時間和電壓上升速率、欠壓和過壓故障檢測、余量微調(diào)（在標稱電壓值的一定范圍內(nèi)調(diào)整電源電壓）以及有序關(guān)斷。適合這些應(yīng)用的IC種類眾多，簡單的如利用電阻、電容和比較器構(gòu)成的純模擬器件，復(fù)雜的如高集成度狀態(tài)機和通過 I2C bus.總線進行數(shù)字控制的可編程器件。某些情況下，系統(tǒng)的電壓調(diào)節(jié)器和控制器可能包括關(guān)鍵控制功能。

　　對于采用多個開關(guān)控制器和調(diào)節(jié)器的系統(tǒng)，還有一個考慮是器件以不同開關(guān)頻率工作時，如何將產(chǎn)生的系統(tǒng)噪聲降至最低。常常需要同步調(diào)節(jié)器的時鐘，事實上，如今的許多高性能開關(guān)控制器和調(diào)節(jié)器都可以與外部時鐘同步。

　　圖1. 電源軌的控制類型

　　電源時序控制和跟蹤

　　所謂電源時序控制，是指以指定順序開關(guān)電源。電源時序控制可以簡單地基于既定的時間順序，或者一個電源的開啟時間取決于另一個電源何時達到設(shè)定的閾值。電源跟蹤基于這樣一個事實：電源電壓無法（一般也不應(yīng)）瞬間改變。電源系統(tǒng)設(shè)計師可以利用這一特性，有效地控制系統(tǒng)中各電源相對于其它電源的斜率。電源跟蹤分為三類：同步、比率和偏移。圖1中的四幅圖對時序控制、同步跟蹤、比率跟蹤和偏移跟蹤進行了比較。

　　圖1a中，三個電源按一定的時間順序開啟和關(guān)閉。首先是3.3 V電源開啟，后續(xù)電源的開啟和關(guān)閉延遲時間取決于應(yīng)用的需要。如果額定最大值要求電源按一定的順序激活，這種簡單的時序控制技術(shù)將能確保有源器件的電壓不會超過額定最大值。舉例來說，在ADC驅(qū)動的放大器上電之前，我們必須保證ADC的電源存在，否則可能損壞ADC的前端。

　　圖1b顯示同步跟蹤情況，所有三個電源同時開啟，并且以相同的速率彼此跟蹤，因此最低電源電壓首先建立，然后是較高的電源電壓。電源關(guān)斷以相反的方式進行。這個例子很好地說明了舊式FPGA或微處理器應(yīng)用中電源是如何接通的：首先激活較低的內(nèi)核電壓，然后接通輔助或I/O電源。稍后將以Xilinx Virtex-5 FPGA的同步跟蹤舉例說明。

　　圖1c中，電源以不同的斜率上電。如前所述，能夠?qū)﹄娫吹男甭蔰V/dt進行控制是一個非常有用的特性，它可以防止電路中去耦電容的大浪涌電流（充電電流）損壞器件。如果不加限制的話，浪涌電流可能大大超過標稱工作電流。斜率限制可以防止有源器件閂鎖、電容短路、PCB走線受損以及線路保險絲熔斷。

　　圖1d中，所有電源具有相同的斜率，但其施加時間由預(yù)定的失調(diào)電壓決定。此類跟蹤適用于需要限制電源電壓差（常常出現(xiàn)在DAC和ADC等混合信號器件的額定最大值部分）的器件，這種方法可以防止器件永久性受損。

　　基于FPGA的設(shè)計示例

　　使用FPGA系統(tǒng)的供電是探討多電源系統(tǒng)處理的活教材。適當?shù)腇PGA電源控制對于實現(xiàn)可靠、可重復(fù)的設(shè)計至關(guān)重要，否則可能會在實驗室甚至現(xiàn)場引發(fā)災(zāi)難性故障。大多數(shù)FPGA具有多個電源軌，一般表示為 VCCO， VCCAUX， 和 VCCINT. 這些電源分別用于為FPGA內(nèi)核、輔助電路（如時鐘和PLL等）、接口邏輯供電。

　　這些電源軌需要考慮的事項可以分為如下幾類：

　　電源軌的時序控制

　　電源軌電壓的容差要求

　　電源可能有軟啟動或斜率控制需求

　　下面以Xilinx Virtex-5系列FPGA的電源要求為例來說明，該系列提供許多特性，包括邏輯可編程能力、信號處理和時鐘管理。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊，Virtex-5的電源上電順序要求為 VCCINT， VCCAUX， and VCCO. 這些電源相對于地的斜坡時間為200 μs（最小值）至50 ms（最大值）。建議工作條件如表1所示。

　　The 如前所述，Virtex-5要求同步電壓跟蹤。此外，電源必須在特定的建議工作容差范圍內(nèi)，而且必須在特定的dV/dt范圍內(nèi)上升和下降。

　　But the 但是，F(xiàn)PGA只是一個較大系統(tǒng)的一部分。為了進一步闡明本例，假設(shè)有一個高電流、5 V主系統(tǒng)電源軌。為FPGA內(nèi)核供電的1 V電源具有±5% （±50 mV）的容差，需要提供最高4 A的電流。3 V電源為通用邏輯電源，具有±5%的容差，在本例中需要提供4 A電流以便為FPGA I/O和設(shè)計中的其它邏輯器件供電。2.5 V電源為模擬電源，需要提供低噪聲的100 mA電流。

　　針對此應(yīng)用，利用雙通道降壓控制器ADP1850提供1 V和3 V高電流電源是一個很好的解決方案。ADP1850具有許多特性，其中包括：軟啟動控制、同步跟蹤以及主從電源時序控制。上電時的上升速率由SS1和SS2引腳上的電容控制。本例中，3 V數(shù)字電源是主電源。針對2.5 V模擬電源，超低噪聲 低壓差調(diào)節(jié)器（LDO） ADP150是絕佳選擇，它可以利用ADP1850的PGOOD2信號進行時序控制。圖2為該系統(tǒng)的簡化框圖，顯示了時序控制的一般流程，詳情參見ADP1850數(shù)據(jù)手冊。

　　圖2. Virtex-5的電源系統(tǒng)

　　上例說明了時序控制和跟蹤的常見使用方式，可以將其擴展到當今的許多多電源系統(tǒng)，包括基于微處理器的系統(tǒng)和涉及混合信號技術(shù)（ADC和DAC）的系統(tǒng)。

　　模擬電壓和電流監(jiān)控（ADM1191）

　　針對要求精密監(jiān)控多個系統(tǒng)電源電流和電壓的高可靠性應(yīng)用，可以使用簡單易行的模擬監(jiān)控電路。例如， 數(shù)字電源監(jiān)控器，ADM1191 提供1%的測量精度，包括一個用于電流和電壓回讀的12位ADC、一個精密電流檢測放大器以及一路用于提供過流中斷的ALERTB輸出。圖3顯示了ADM1191結(jié)合一個主控制器（如微處理器或微控制器等）的應(yīng)用。

　　圖3. 簡單的電源電壓和電流監(jiān)控器

　　ADM1191通過 I2C 總線與主控制器通信。通過配置A0和A1引腳的邏輯輸入電平，同一系統(tǒng)最多可以支持16個器件的尋址。本地控制器可以將測得的電壓與電流相乘，從而計算電源軌的功耗。發(fā)生過流狀況時，ALERTB信號通過一個中斷快速通知控制器，這個關(guān)于故障狀況的快速報警可以幫助保護系統(tǒng)免遭損壞。

　　時序控制和監(jiān)控的結(jié)合

　　大型固定系統(tǒng)，甚至某些高性能插卡，具有許多需要控制和監(jiān)控的電源軌。圖4涉及到一個具有8個電源軌的復(fù)雜電源系統(tǒng)的控制。系統(tǒng)的核心是ADM1066它是一款靈活的高集成度超級電源時序控制器Super Sequencer? 可提供完整的電源控制功能，特性包括時序控制、監(jiān)控、余量微調(diào)和編程能力。ADM106x系列中的其它器件還具有溫度監(jiān)控和看門狗功能。

　　圖4. 8軌電源系統(tǒng)的控制

　　8軌系統(tǒng)具有三個主電源軌：12 V、5 V和3 V。其它電源軌則是利用開關(guān)調(diào)節(jié)器和LDO從這些主電源軌產(chǎn)生。每個調(diào)節(jié)器具有一路使能輸入，它由ADM1066的10路可編程驅(qū)動器（PD）輸出之一驅(qū)動，因此用戶可以按照一定的受控順序使所有電源軌上電。ADM1066具有一個片上電荷泵，可以提升6路PD輸出電壓以提供外部N-MOSFET的高驅(qū)動電壓；當需要控制更高電壓的電源時，外部N-MOSFET用作電源軌開關(guān)。

　　ADM1066具有片上EEPROM，用以存儲電源系統(tǒng)控制參數(shù)。ADI公司的實用程序為器件配置提供了便利，大大簡化了上電和運行任務(wù)，消除了費時的代碼開發(fā)工作。當系統(tǒng)進一步發(fā)展，以及有新器件加入設(shè)計時，可以輕松調(diào)整電源序列。時序參數(shù)和電壓跳變點很容易重新編程。這個功能非常有用，可以節(jié)省開發(fā)時間，降低電路板開發(fā)可能延誤的風(fēng)險

　　數(shù)字輸出信號——PWRGD（電源良好）、VALID和SYSRST（系統(tǒng)恢復(fù)）——由ADM1066在輪詢時產(chǎn)生，或者通過中斷/數(shù)字輸入提供，以便將電源系統(tǒng)的狀態(tài)告知系統(tǒng)微控制器，從而在發(fā)生故障時能夠采取措施。這種快速通知可以防止電容短路和其它危險狀況引發(fā)災(zāi)難性損害。PWR_ON和/RESET是從系統(tǒng)控制器到ADM1066的數(shù)字輸入，用以形成完整的系統(tǒng)控制環(huán)路。

　　利用ADM1066進行電源余量微調(diào)

　　在系統(tǒng)開發(fā)期間，當設(shè)計工程師需要調(diào)整電源電壓以優(yōu)化其電平或使其偏離標稱值時，可以使用ADM1066的片內(nèi)DAC來執(zhí)行電源余量微調(diào)。利用這種余量微調(diào)特性，可以在電源限制范圍內(nèi)對系統(tǒng)進行全面特性測試，而不需要使用外部儀器。該功能通常是在在線測試（ICT）期間執(zhí)行，例如：當制造商希望保證受測產(chǎn)品能夠在標稱電源電壓±5%的范圍內(nèi)正常工作時?；趫D4所示的電路，用戶可以在許多電源軌上實現(xiàn)余量微調(diào)。

　　開環(huán)電源余量微調(diào)

　　對DC/DC轉(zhuǎn)換器或LDO等電源進行余量微調(diào)的最簡單方法，是將額外電阻切換到電源模塊的反饋節(jié)點中，以改變反饋或調(diào)整節(jié)點的電壓，從而利用DAC迫使輸出電壓上調(diào)或下調(diào)所需的幅度。采用這種衰減器（圖5）時，可以通過SMBus更新相關(guān)DAC輸出的值，從而遠程命令A(yù)DM11066執(zhí)行電源余量微調(diào)。該過程可以利用獨立于系統(tǒng)控制環(huán)路的開環(huán)技術(shù)實現(xiàn)。

　　圖5. 開環(huán)余量微調(diào)

　　ADM1066最多可以為6個電源執(zhí)行開環(huán)余量微調(diào)，它利用6個片上電壓輸出DAC（DAC1至DAC6）驅(qū)動要微調(diào)的電源模塊的反饋引腳。實現(xiàn)這一功能的最簡單電路是利用一個衰減電阻（R3），將DACx引腳連接到DC/DC轉(zhuǎn)換器的反饋節(jié)點。當DACx輸出電壓設(shè)定為與反饋電壓相等時，無電流流入衰減電阻，DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓不發(fā)生變化。當DACx輸出電壓高于反饋電壓時，電流流入反饋節(jié)點，DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出必須下降以進行補償。要提升DC/DC轉(zhuǎn)換器輸出，DACx輸出電壓設(shè)定值須低于反饋節(jié)點電壓。為降低噪聲，如圖中所示，可以將該串聯(lián)電阻分成兩個電阻，其間的節(jié)點可以通過一個電容去耦到DC/DC轉(zhuǎn)換器的地

　　閉環(huán)電源余量微調(diào)

　　一種更精確、更全面的余量微調(diào)方法是在閉環(huán)系統(tǒng)中使用類似的電路。圖4所示為針對1.2 V輸出的一個例子。要微調(diào)的電源軌電壓可以通過VX2回讀，確保將其精確調(diào)整到目標電壓。ADM1066集成了執(zhí)行微調(diào)所需的全部電路，12位逐次逼近型ADC用于讀取受監(jiān)控電壓的電平，6個電壓輸出DAC用于按照上述方法調(diào)整電源電平。這些電路可以配合微控制器等其它智能器件使用，以實現(xiàn)閉環(huán)余量微調(diào)系統(tǒng)，它可以將DC/DC轉(zhuǎn)換器或LDO電源設(shè)定到任何電壓，精度為目標值的±0.5%。

　　為了在要測試的電源軌上實現(xiàn)閉環(huán)余量微調(diào)，請執(zhí)行下列步驟：

　　禁用6路DACx輸出。

　　DACx輸出電壓設(shè)定為反饋節(jié)點電壓

　　使能DAC

　　讀取連接到VPx、VH或VXx引腳之一的DC/DC轉(zhuǎn)換器輸出的電壓。

　　需要時，提高或降低DACx輸出電壓以調(diào)整DC/DC轉(zhuǎn)換器輸出電壓。否則就停止，目標電壓已經(jīng)達到。

　　將DAC輸出電壓設(shè)定為某一值，使電源輸出改變所需的幅度（例如±5%）。

　　重復(fù)該過程，直至達到該電源軌所需的電壓

　　步驟1至3確保各DACx輸出緩沖器開啟時，它對DC/DC轉(zhuǎn)換器輸出的直接影響非常小。DAC輸出緩沖器的作用是消除上電時的瞬變“毛刺”，因為緩沖器首先上電并跟隨引腳電壓，此時它不驅(qū)動該引腳。一旦輸出緩沖器正確使能，緩沖器輸入即切換到DAC，緩沖器的輸出級開啟，從而消除輸出毛刺。

　　開關(guān)調(diào)節(jié)器的同步

　　在具有多個電源軌并使用一個以上開關(guān)調(diào)節(jié)器或控制器的系統(tǒng)中，由于內(nèi)部開關(guān)頻率的差異，這些器件之間可能會相互作用。這會引起拍頻諧波，大幅提高電源噪聲，嚴重影響EMI測試。幸運的是，許多開關(guān)控制器和調(diào)節(jié)器在設(shè)計上都支持內(nèi)部時鐘同步。LDO不存在這個問題，但其電流輸出有限，并且在大多數(shù)情況效率較差，因此有時可能不合需要。

　　雙通道開關(guān)調(diào)節(jié)器ADP2116 就是可同步器件的一個很好的例子。通過SCFG引腳，可將其SYNC/CLKOUT引腳配置為輸入SYNC引腳或輸出CLKOUT引腳。作為輸入SYNC引腳，它可讓ADP2116與外部時鐘同步，兩個通道以外部時鐘頻率的一半、彼此180°錯相工作。

　　作為輸出CLKOUT引腳，它可提供輸出時鐘，其頻率是通道開關(guān)頻率的兩倍且90°錯相。因此，一個配置為CLKOUT的ADP2116可以充當主轉(zhuǎn)換器，為所有其它DC/DC轉(zhuǎn)換器（包括其它ADP2116器件）提供外部時鐘（圖6）。配置為從器件時，它接收主器件的外部時鐘并與之同步。通過同步系統(tǒng)內(nèi)的所有DC/DC轉(zhuǎn)換器，這種方法可防止產(chǎn)生能導(dǎo)致EMI問題的拍頻諧波。

　　圖6. 利用外部時鐘同步多個ADP2116

　　結(jié)束語

　　本文討論多電源系統(tǒng)的處理方法。時序控制器、監(jiān)控器、調(diào)節(jié)器和控制器具有非常高的功能集成度，便于設(shè)計工程師處理潛在的電源問題，而無需采用全部是分立IC的電路板。這些器件對設(shè)計工程師非常有用，可以提高設(shè)計成功的概率，降低重新設(shè)計的可能性和電路板開發(fā)延誤的風(fēng)險。

　　4、在系統(tǒng)中成功運用DC-DC降壓調(diào)節(jié)器

　　智能手機、平板電腦、數(shù)碼相機、導(dǎo)航系統(tǒng)、醫(yī)療設(shè)備和其它低功耗便攜式設(shè)備常常包含多個采用不同半導(dǎo)體工藝制造的集成電路。這些設(shè)備通常需要多個獨立的電源電壓，各電源電壓一般不同于電池或外部 AC/DC電源提供的電壓。

　　圖 1 顯示了一個采用鋰離子電池供電的典型低功耗系統(tǒng)。電池的可用輸出范圍是 3 V到 4.2V，而IC需要 0.8 V、1.8 V、 2.5 V和 2.8 V電壓。為將電池電壓降至較低的直流電壓，一種簡單的方法是運用低壓差調(diào)節(jié)器（LDO）。不過，當VIN遠高于 VOUT時，未輸送到負載的功率會以熱量形式損失，導(dǎo)致LDO 效率低下。一種常見的替代方案是采用開關(guān)轉(zhuǎn)換器，它將能量交替存儲在電感的磁場中，然后以不同的電壓釋放給負載。這種方案的損耗較低，是一種更好的選擇，可實現(xiàn)高效率運行。本文介紹降壓型轉(zhuǎn)換器，它提供較低的輸出電壓。升壓型轉(zhuǎn)換器將另文介紹，它提供較高的輸出電壓。內(nèi)置 FET作為開關(guān)的開關(guān)轉(zhuǎn)換器稱為開關(guān)調(diào)節(jié)器，需要外部FET的開關(guān)轉(zhuǎn)換器則稱為開關(guān)控制器。多數(shù)低功耗系統(tǒng)同時運用 LDO和開關(guān)轉(zhuǎn)換器來實現(xiàn)成本和性能目標。

　　圖 1. 典型低功耗便攜式系統(tǒng)

　　降壓調(diào)節(jié)器包括 2 個開關(guān)、2 個電容和 1 個電感，如圖 2 所示。非交疊開關(guān)驅(qū)動機制確保任一時間只有一個開關(guān)導(dǎo)通，避免發(fā)生不良的電流“直通”現(xiàn)象。在第 1 階段，開關(guān)B斷開，開關(guān)A閉合。電感連接到VIN，因此電流從VIN流到負載。由于電感兩端為正電壓，因此電流增大。在第 2 階段，開關(guān)A斷開，開關(guān)B閉合。電感連接到地，因此電流從地流到負載。由于電感兩端為負電壓，因此電流減小，電感中存儲的能量釋放到負載中。

　　圖 2. 降壓轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)和工作波形

　　注意，開關(guān)調(diào)節(jié)器既可以連續(xù)工作，也可以斷續(xù)工作。連續(xù)導(dǎo)通以連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）工作時，電感電流不會降至 0；以斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）工作時，電感電流可以降至 0。低功耗降壓轉(zhuǎn)換器很少在斷續(xù)導(dǎo)通模式下工作。設(shè)計的，電流紋波（如圖 2中的ΔI 所示）通常為標稱負載電流的 20%到 50%。

　　在圖 3 中，開關(guān) A 和開關(guān) B 分別利用 PFET 和 NFET 開關(guān)實現(xiàn)，構(gòu)成一個同步降壓調(diào)節(jié)器?！巴健币辉~表示將一個 FET 用作低端開關(guān)。用肖特基二極管代替低端開關(guān)的降壓調(diào)節(jié)器稱為“異步”（或非同步）型。處理低功率時，同步降壓調(diào)節(jié)器更有效，因為 FET 的壓降低于肖特基二極管。然而，當電感電流達到 0 時，如果底部 FET 未釋放，同步轉(zhuǎn)換器的輕載效率會降低，而且額外的控制電路會提高 IC 的復(fù)雜性和成本。

　　圖 3. 降壓調(diào)節(jié)器集成振蕩器、PWM控制環(huán)路和開關(guān) FET

　　目前的低功耗同步降壓調(diào)節(jié)器以脈寬調(diào)制（PWM）為主要工作模式。PWM保持頻率不變，通過改變脈沖寬度（tON）來調(diào)整輸出電壓。輸送的平均功率與占空比D成正比，因此這是一種向負載提高功率的有效方式。

　　FET 開關(guān)由脈寬控制器控制，后者響應(yīng)負載變化，利用控制環(huán)路中的電壓或電流反饋來調(diào)節(jié)輸出電壓。低功耗降壓轉(zhuǎn)換器的工作頻率范圍一般是 1 MHz 到 6 MHz。開關(guān)頻率較高時，所用的電感可以更小，但開關(guān)頻率每增加一倍，效率就會降低大約 2%。

　　在輕載下，PWM 工作模式并不總是能夠提高系統(tǒng)效率。以圖形卡電源電路為例，視頻內(nèi)容改變時，驅(qū)動圖形處理器的降壓轉(zhuǎn)換器的負載電流也會改變。連續(xù) PWM 工作模式可以處理寬范圍的負載電流，但在輕載下，調(diào)節(jié)器所需的功率會占去輸送給負載的總功率的較大比例，導(dǎo)致系統(tǒng)效率迅速降低。針對便攜應(yīng)用，降壓調(diào)節(jié)器集成了其它省電技術(shù)，如脈沖頻率調(diào)制（PFM）、脈沖跳躍或這兩者的結(jié)合等。

　　ADI公司將高效率輕載工作模式定義為“省電模式”（PSM）。進入省電模式時，PWM調(diào)節(jié)電平會產(chǎn)生偏移，導(dǎo)致輸出電壓上升，直至它達到比PWM調(diào)節(jié)電平高約 1.5%的電平，此時 PWM工作模式關(guān)閉，兩個功率開關(guān)均斷開，器件進入空閑模式。COUT可以放電，直到VOUT降至PWM調(diào)節(jié)電壓。然后，器件驅(qū)動電感，導(dǎo)致VOUT再次上升到閾值上限。只要負載電流低于省電模式電流閾值，此過程就會重復(fù)進行。

　　ADP2138 是一款緊湊型 800 mA、3 MHz、降壓 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。圖 4所示為典型應(yīng)用電路。圖 5顯示了強制 PWM工作模式下和自動 PWM/PSM 工作模式下的效率改善情況。由于頻率存在變化，PSM 干擾可能難以濾除，因此許多降壓調(diào)節(jié)器提供一個 MODE 引腳（如圖 4 所示），用戶可以通過該引腳強制器件以連續(xù) PWM 模式工作，或者允許器件以自動 PWM/PSM 模式工作。MODE 引腳既可以通過硬連線來設(shè)置任一工作模式，也可以根據(jù)需要而動態(tài)切換，以達到省電目的。

　　圖 4. ADP2138/ADP2139典型應(yīng)用電路

　　圖 5. ADP2138的效率：（a） 連續(xù) PWM模式；（b） PSM模式

　　降壓調(diào)節(jié)器提高效率

　　電池的續(xù)航時間是新型便攜式設(shè)備設(shè)計高度關(guān)注的一個特性。提高系統(tǒng)效率可以延長電池工作時間，降低更換或充電的頻度。例如，一個鋰離子充電電池可以使用ADP125 LDO以 0.8 V電壓驅(qū)動一個 500 mA負載，如圖 6 所示。該LDO的效率只有 19% （VOUT/VIN × 100% = 0.8/4.2 × 100%）。LDO無法存儲未使用的能量，因此剩余的 81%的功率（1.7 W）只能以熱量形式在LDO內(nèi)部耗散掉，這可能會導(dǎo)致手持式設(shè)備的溫度迅速上升。如果使用ADP2138 開關(guān)調(diào)節(jié)器，在 4.2 V輸入和 0.8 V輸出下，工作效率將是 82%，比前一方案的效率高出 4 倍多，便攜式設(shè)備的溫度升幅將大大減小。這些系統(tǒng)效率的大幅改善使得開關(guān)調(diào)節(jié)器大量運用于便攜式設(shè)備。

　　降壓轉(zhuǎn)換器關(guān)鍵規(guī)格和定義

　　輸入電壓范圍：降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍決定了最低的可用輸入電源電壓。規(guī)格可能提供很寬的輸入電壓范圍，但VIN 必須高于VOUT才能實現(xiàn)高效率工作。例如，要獲得穩(wěn)定的 3.3 V輸出電壓，輸入電壓必須高于 3.8 V。

　　地電流或靜態(tài)電流：IQ是未輸送給負載的直流偏置電流。器件的IQ越低，則效率越高。然而，IQ可以針對許多條件進行規(guī)定，包括關(guān)斷、零負載、PFM工作模式或PWM工作模式。因此，為了確定某個應(yīng)用的最佳降壓調(diào)節(jié)器，最好查看特定工作電壓和負載電流下的實際工作效率數(shù)據(jù)。

　　關(guān)斷電流： 這是使能引腳禁用時器件消耗的輸入電流，對低功耗降壓調(diào)節(jié)器來說通常遠低于 1μA。這一指標對于便攜式設(shè)備處于睡眠模式時電池能否具有長待機時間很重要。

　　輸出電壓精度： ADI 公司的降壓轉(zhuǎn)換器具有很高的輸出電壓精度，固定輸出器件在工廠制造時就被精確調(diào)整到±2%之內(nèi)（25°C）。輸出電壓精度在工作溫度、輸入電壓和負載電流范圍條件下加以規(guī)定，最差情況下的不精確性規(guī)定為±x%。

　　線路調(diào)整率： 線路調(diào)整率是指額定負載下輸出電壓隨輸入電壓變化而發(fā)生的變化率。

　　負載調(diào)整率： 負載調(diào)整率是指輸出電壓隨輸出電流變化而發(fā)生的變化率。對于緩慢變化的負載電流，大多數(shù)降壓調(diào)節(jié)器都能保持輸出電壓基本上恒定不變。

　　負載瞬變：如果負載電流從較低水平快速變化到較高水平，導(dǎo)致工作模式在 PFM 與 PWM 之間切換，或者從 PWM 切換到 PFM，就可能產(chǎn)生瞬態(tài)誤差。并非所有數(shù)據(jù)手冊都會規(guī)定負載瞬變，但大多數(shù)數(shù)據(jù)手冊都會提供不同工作條件下的負載瞬態(tài)響應(yīng)曲線。

　　限流：ADP2138 等降壓調(diào)節(jié)器內(nèi)置保護電路，限制流經(jīng) PFET 開關(guān)和同步整流器的正向電流。正電流控制限制可從輸入端流向輸出端的電流量。負電流限值防止電感電流反向并流出負載。

　　軟啟動：內(nèi)部軟啟動功能對于降壓調(diào)節(jié)器非常重要，它在啟動時控制輸出電壓緩升，從而限制浪涌電流。這樣，當電池或高阻抗電源連接到轉(zhuǎn)換器輸入端時，可以防止輸入電壓下降。器件使能后，內(nèi)部電路開始上電周期。

　　啟動時間是指使能信號的上升沿至VOUT達到其標稱值的 90%的時間。這個測試通常是在施加VIN、使能引腳從斷開切換到接通的條件下進行。在使能引腳連接到VIN的情況下，當VIN從關(guān)斷切換到開啟時，啟動時間可能會大幅增加，因為控制環(huán)路需要一定的穩(wěn)定時間。在調(diào)節(jié)器需要頻繁啟動和關(guān)閉以節(jié)省功耗的便攜式系統(tǒng)中，調(diào)節(jié)器的啟動時間是一個重要的考慮因素。

　　熱關(guān)斷（TSD）： 當結(jié)點溫度超過規(guī)定的限值時，熱關(guān)斷電路就會關(guān)閉調(diào)節(jié)器。極端的結(jié)溫可能由工作電流高、電路板冷卻不佳或環(huán)境溫度高等原因引起。保護電路包括一定的遲滯，防止器件在芯片溫度降至預(yù)設(shè)限值以下之前返回正常工作狀態(tài)。

　　100%占空比工作： 隨著VIN下降或ILOAD上升，降壓調(diào)節(jié)器會達到一個限值：即使PFET開關(guān)以 100%占空比導(dǎo)通，VOUT仍低于預(yù)期的輸出電壓。此時，ADP2138 平滑過渡到可使PFET 開關(guān)保持 100%占空比導(dǎo)通的模式。當輸入條件改變時，器件立即重新啟動PWM調(diào)節(jié)，VOUT不會過沖。

　　放電開關(guān)： 在某些系統(tǒng)中，如果負載非常小，降壓調(diào)節(jié)器的輸出可能會在系統(tǒng)進入睡眠模式后的一定時間內(nèi)仍然保持較高水平。然而，如果系統(tǒng)在輸出電壓放電之前啟動上電序列，系統(tǒng)可能會發(fā)生閂鎖，或者導(dǎo)致器件受損。當使能引腳變?yōu)榈碗娖交蚱骷M入欠壓閉鎖/熱關(guān)斷狀態(tài)時，ADP2139 降壓調(diào)節(jié)器通過集成的開關(guān)電阻（典型值 100 Ω）給輸出放電。

　　欠壓閉鎖： 欠壓閉鎖（UVLO）可以確保只有在系統(tǒng)輸入電壓高于規(guī)定閾值時才向負載輸出電壓。UVLO 很重要，因為它只在輸入電壓達到或超過器件穩(wěn)定工作要求的電壓時才讓器件上電。

　　結(jié)束語

　　低功耗降壓調(diào)節(jié)器使開關(guān)DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計不再神秘。ADI 公司提供一系列高集成度、堅固耐用、易于使用、高性價比的降壓調(diào)節(jié)器，只需極少的外部元件就能實現(xiàn)高工作效率。

　　5、同步降壓調(diào)節(jié)器ADP2118的簡單應(yīng)用

　　伴隨著許多低功耗器件的應(yīng)用，越來越多的降壓調(diào)節(jié)器芯片很受電子工程師們的親睞，在這里我向大家推薦一款我用過的同步降壓調(diào)節(jié)器芯片ADP2118，具有低靜態(tài)電流、同步、降壓DC-DC調(diào)節(jié)器，特別是其4mm×4mm的LFCP封裝，對于現(xiàn)在的產(chǎn)品要求小型化，更是特別的適合。

　　ADP2118采用2.3V至5.5V輸入電壓工作，輸出電壓可以在0.6V至輸入電壓Vin的范圍內(nèi)靈活調(diào)整。另外，ADP2118提供許多固定輸出的，比如3.3V，2.5V等常用的低電壓，只需在輸入和輸出端增加濾波電路就行，應(yīng)用很簡單的。下面我還是從5V轉(zhuǎn)換為3.3V的典型電路上分析一下ADP2118的應(yīng)用：

　　從以上連接我們可以看出，ADP2118的外圍電路非常簡單，輸入電壓為5V，輸出電壓3.3V通過分壓電阻R10和R11得到。作為同步降壓型調(diào)節(jié)器，ADP2118的引腳：

　　Pin1為同步輸入引腳，當此引腳與VIN相連時，PFM模式禁用，ADP2118僅工作在電流連續(xù)導(dǎo)通模式，此引腳與地連接時，PFM模式使能；

　　Pin2為頻率選擇，當連接至GND選擇600Hz，連接至VIN時選擇1.2MHz；

　　Pin3為跟蹤輸入，要跟蹤主電壓，從主電壓的分壓器引出電壓來驅(qū)動TRK，如果不跟蹤，就直接連接至VIN；

　　作為常用的電路，我們選擇ADP2118工作在電流連續(xù)導(dǎo)通模式，工作頻率為1.2MHz，不采用跟蹤模式，故直接連接將Pin1、Pin2和Pin3至VIN引腳；

　　ADP2118的其余引腳，根據(jù)定義去連接，記得連接上輸出電感和濾波電容哦。由于ADP2118根據(jù)負載的大小決定工作模式，當輕載時切換到PFM模式，中載至滿載時切換到電流連續(xù)導(dǎo)通模式。經(jīng)過測試，發(fā)現(xiàn)PFM模式下ADP2118輸出電壓的紋波遠大于PWM模式下輸出電壓，故推薦使用PWM模式，即典型電路連接方式。

　　最后，也是ADP2118的特色，集成有軟啟動，用于限制輸出電壓上升時間并減少啟動時的浪涌電流，軟啟動的固定時間周期為2048個時鐘周期。

　　以上是我在應(yīng)用ADP2118時的某些發(fā)現(xiàn)，希望能給大家的電源芯片選擇方面帶來某些幫助，將感到無比欣慰。謝謝！

　　6、用20位DAC實現(xiàn)1 ppm精度——精密電壓源

　　高分辨率數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的常見用途之一是提供可控精密電壓。分辨率高達20位、精度達1 ppm且具有合理速率的DAC的應(yīng)用范圍包括醫(yī)療MRI系統(tǒng)中的梯度線圈控制、測試和計量中的精密直流源、質(zhì)譜測定和氣譜分析中的精密定點和位置控制以及科學(xué)應(yīng)用中的光束檢測。

　　隨著時間的推移，半導(dǎo)體處理和片內(nèi)校準技術(shù)的發(fā)展，關(guān)于精密集成電路DAC的定義也不斷變化。高精度12 位DAC一度被認為遙不可及；近年來，16 位精度已日益在精密醫(yī)學(xué)、儀器儀表、測試和計量應(yīng)用中得到廣泛運用；在未來，控制系統(tǒng)和儀器儀表系統(tǒng)甚至需要更高的分辨率和精度。

　　高精密應(yīng)用目前要求18/20位、1 ppm精度數(shù)模轉(zhuǎn)換器，以前只有笨重、昂貴、慢速的Kelvin-Varley分壓器才能達到這一性能水平——屬于標準實驗室的專利，幾乎不適用于現(xiàn)實儀器儀表系統(tǒng)。針對這類要求且采用IC DAC組件，更便利的半導(dǎo)體1 ppm 精度解決方案已推出數(shù)年，但此類復(fù)雜系統(tǒng)需要使用多種器件，需要不斷進行校準，還需十分謹慎才可取得理想精度，而且體積大、成本高（見附錄）。長久以來，精密儀器儀表市場都需要一種更簡單，具有成本優(yōu)勢，無需校準或持續(xù)監(jiān)控，簡單易用，而且提供保證性能規(guī)格的DAC。目前，從16 位和18 位單芯片轉(zhuǎn)換器（如DAC）自然升級已成為可能。

　　AD5791 1 ppm DAC

　　半導(dǎo)體處理技術(shù)、DAC架構(gòu)設(shè)計和快速片內(nèi)校準技術(shù)的發(fā)展使穩(wěn)定、建立時間短的高線性度數(shù)模轉(zhuǎn)換器成為可能。這種轉(zhuǎn)換器可提供高優(yōu)于1 ppm的相對精度、0.05 ppm/°C溫度漂移、0.1 ppm p-p噪聲、優(yōu)于1 ppm的長期穩(wěn)定性和1MHz吞吐量。這類小型單芯片器件保證性能規(guī)格，無需校準且簡單易用。AD5791及其配套基準電壓源和輸出緩沖的典型功能框圖如圖1所示。

　　圖1. AD5791典型工作框圖。

　　AD5791是一款單芯片、20 位、電壓輸出數(shù)模轉(zhuǎn)換器，具有額定的1 LSB（最低有效位）積分非線性度（INL）和微分非線性度（DNL），是業(yè)界首款單芯片1 ppm 精度的數(shù)模轉(zhuǎn)換器（1 LSB@20位為220分之一 =1，048，576分之一 = 1 ppm）。該器件設(shè)計用于高精密儀器儀表以及測試和計量系統(tǒng)，與其他解決方案相比，其整體性能有較大提升，具有更高的精度、體積更小、成本更低，使以前不具經(jīng)濟可行性的儀器儀表應(yīng)用成為可能。

　　其設(shè)計（如圖2所示）采用精密電壓模式R-2R架構(gòu)，利用了最新的薄膜電阻匹配技術(shù)，并通過片內(nèi)校準例程來實現(xiàn)1 ppm精度。由于AD5791采用工廠校準模式，因而運行時無需校準程序，其延遲不超過100 ns，可用于波形生成應(yīng)用及快速控制環(huán)路。

　　圖2. DAC梯形結(jié)構(gòu)。

　　AD5791不但提供出色的線性度，而且可具有9 nV/√Hz噪聲密度、0.1 Hz至10 Hz頻帶內(nèi)0.6 μV峰峰值噪聲、0.05 ppm/°C溫度漂移，且其1000小時長期穩(wěn)定性優(yōu)于0.1 ppm。

　　作為一種高電壓器件，采用雙電源供電，最高±16.5 V。輸出電壓范圍由正負基準電壓VREFP和VREFN決定，提供了靈活的輸出范圍選擇。

　　AD5791所用精密架構(gòu)要求使用高性能外置放大器來緩沖來自3.4 k? DAC電阻的基準源，為基準輸入引腳的加載感應(yīng)提供方便，以確保AD5791的1 ppm線性度。AD5791需要一個輸出緩沖來驅(qū)動負載，以減輕3.4 k?輸出阻抗的負擔(dān)——除非驅(qū)動的是一個極高阻抗、低電容負載——或者衰減處于容限之內(nèi)并可預(yù)測。

　　由于放大器為外置型，可根據(jù)噪聲、溫度漂移和速度的優(yōu)化需要進行選擇——并可調(diào)整比例因子——具體視應(yīng)用需要而定。對于基準緩沖，建議采用AD8676 雙通道放大器，其具有低噪聲、低失調(diào)誤差、低失調(diào)誤差漂移和低輸入偏置電流的特點。基準緩沖的輸入偏置電流特性非常重要，因為過大的偏置電流會降低直流線性度。積分非線性度的降低（單位：ppm）為輸入偏置電流的函數(shù)，一般表示為：

　　其中，IBIAS 單位為 nA；VREFP和VREFN的單位均為伏特。例如，對于±10 V的基準輸入范圍，100 nA的輸入偏置電流將使INL提高0.05 ppm。

　　輸出緩沖的主要要求與基準緩沖相似——唯一例外是偏置電流，因為它不影響AD5791的線性度。但失調(diào)電壓和輸入偏置電流可能會影響到輸出失調(diào)電壓。為了維持直流精度，建議將AD8675 用作輸出緩沖。高吞吐量應(yīng)用要求使用較高壓擺率的快速輸出緩沖放大器。

　　表1列出了少數(shù)適用精密放大器的關(guān)鍵技術(shù)規(guī)格。

　　表1. 精密放大器的關(guān)鍵技術(shù)規(guī)格

　　AD5791具有設(shè)計時間更短、設(shè)計風(fēng)險更小、成本更低、電路板尺寸更小、可靠性更高和保證性能規(guī)格的特點。

　　圖3是一種電路示意圖，其中以AD5791 （U1）作為精密數(shù)控1 ppm電壓源，電壓范圍為±10 V，增量為20 μV；以AD8676 （U2）作為基準緩沖；以AD8675 （U3）作為輸出緩沖。絕對精度取決于外置10 V基準電壓源的選擇。

　　圖3.采用AD5791數(shù)模轉(zhuǎn)換器的1 ppm精度系統(tǒng)。

　　性能測量

　　該電路的重要指標是積分非線性度、微分非線性度和0.1 Hz至10 Hz峰峰值噪聲。圖4顯示，典型INL處于±0.6 LSB之內(nèi)。

　　圖4. 積分非線性度坐標圖。

　　圖5所示典型DNL為±0.5 LSB；在整個位躍遷范圍內(nèi)，輸出均可保證單調(diào)性。

　　圖5. 微分非線性度坐標圖。

　　0.1 Hz至10 Hz帶寬內(nèi)的峰峰值噪聲約為700 nV，如圖6所示。

　　圖6. 低頻噪聲。

　　AD5791僅僅是個開始：

　　1 ppm電路的復(fù)雜性

　　盡管AD5791一類的精密次 1 ppm元件已上市，但構(gòu)建1 ppm系統(tǒng)并非易事，不能草率對待。必須全面考慮在這個精度級別出現(xiàn)的誤差源。1 ppm 精度電路中的主要誤差源為噪聲、溫度漂移、熱電電壓和物理應(yīng)力。應(yīng)遵循精密電路的構(gòu)建技術(shù)，以盡量降低此類誤差在整個電路中的耦合和傳播效應(yīng)，避免產(chǎn)生外部干擾。下面將簡要總結(jié)這些考慮因素。更多詳情請參閱參考文獻。

　　噪聲

　　工作于1 ppm分辨率和精度時，必須將噪聲降至最低水平。AD5791的噪聲頻譜密度為9 nV/√Hz，主要源于3.4 k? DAC電阻的約翰遜噪聲。為了盡量避免增加系統(tǒng)噪聲，必須將所有外設(shè)的噪聲貢獻降至最低。電阻值應(yīng)低于DAC電阻，以確保其約翰遜噪聲貢獻不會大幅提高方和根總體噪聲水平。AD8676基準緩沖和AD8675輸出緩沖額定噪聲密度為2.8 nV/√Hz，遠遠低于DAC的噪聲貢獻。

　　通過簡單的R-C濾波器，即可相對簡單地消除高頻噪聲，但0.1 Hz至10 Hz范圍內(nèi)的1/f噪聲卻很難在不影響直流精度的情況下濾除。降低1/f噪聲最有效的方法是避免其進入電路之中。AD5791在0.1 Hz至10 Hz帶寬下產(chǎn)生約0.6 μV峰峰值噪聲，遠低于1 LSB（輸出范圍為±10 V時，1 LSB = 19 μV）。在整個電路中，1/f最大噪聲的目標值應(yīng)為0.1 LSB或2 μV左右，通過選擇合適的元件即可達到此目標。電路中的放大器產(chǎn)生0.1 μV峰峰值1/f噪聲；信號鏈中的三個放大器在電路輸出端共產(chǎn)生約0.2 μV峰峰值噪聲。加上來自AD5791的0.6 μV峰峰值噪聲，預(yù)計總1/f噪聲約為0.8 μV峰峰值，該值與圖5所示測量值緊密相關(guān)。這為可能增加的其他電路（如放大器、電阻和基準電壓源）等留出了充足的余量。

　　溫度漂移

　　與所有精密電路一樣，所有元件的溫度漂移是主要誤差源之一。減少漂移的關(guān)鍵是選擇次 1 ppm溫度系數(shù)的重要元件。AD5791具有極低的溫度系數(shù)，為0.05 ppm/°C。AD8676基準緩沖的漂移系數(shù)為0.6 μV/°C，總共會向電路中增加0.03 ppm/°C的增益漂移；AD8675輸出緩沖會再貢獻0.03 ppm/°C的輸出漂移；相加后為0.11 ppm/°C?？s放和增益電路中應(yīng)使用低漂移、熱匹配電阻網(wǎng)絡(luò)。建議使用Vishay體金屬薄膜分壓器電阻系列300144Z和300145Z，其電阻跟蹤溫度系數(shù)為0.1 ppm/°C。

　　熱電電壓

　　熱電電壓是Seebeck效應(yīng)造成的結(jié)果：相異金屬結(jié)處產(chǎn)生與溫度有關(guān)的電壓。根據(jù)結(jié)處的金屬元件，結(jié)果產(chǎn)生的電壓位于0.2 μV/°C至1 mV/°C之間。最好的情況是銅銅結(jié)，產(chǎn)生的熱電EMF不到0.2 μV/°C。在最糟糕的情況下，銅銅氧化物結(jié)可產(chǎn)生最大1 mV/°C的熱電電壓。對小幅溫度波動的這種靈敏度意味著，附近的耗能元件或跨越印刷電路板（PCB）的低速氣流可能產(chǎn)生不同的溫度梯度，結(jié)果產(chǎn)生不同的熱電電壓，而這種電壓又表現(xiàn)為與低頻1/f 噪聲相似的低頻漂移?？赏ㄟ^消除系統(tǒng)中的相異結(jié)和/或消除熱梯度來避免熱電電壓。雖然消除相異金屬結(jié)幾乎不可能——IC封裝、PCB電路、布線和連接器中存在多種不同的金屬——但使所有連接均保持整潔，消除氧化物，這種方法可以有效地減少熱電電壓。屏蔽電路使其不受氣流影響，是一種有效的熱電電壓穩(wěn)定方法，而且具有電屏蔽的增值作用。圖7展示了開放式電路與封閉式電路在電壓漂移上的差異。

　　圖7. 開放式系統(tǒng)和封閉式系統(tǒng)的電壓漂移與時間關(guān)系。

　　為了消除熱電電壓，可在電路中增加補償結(jié)，但必須進行大量的試驗和重復(fù)測試，以確保插入結(jié)配對正確、位置無誤。截至目前，最高效的方法是減少信號路徑中的元件數(shù)，穩(wěn)定局部溫度和環(huán)境溫度，從而減少電路中的結(jié)。

　　物理應(yīng)力

　　高精模擬半導(dǎo)體器件對其封裝承受的應(yīng)力非常敏感。封裝中的應(yīng)力消除填充物具有一定的作用，但無法補償因PCB變形等局部應(yīng)力源在封裝上直接產(chǎn)生的壓力帶來的較大應(yīng)力。印刷電路板越大，封裝可能承受的應(yīng)力越大，因此即使在小型電路板上也應(yīng)安裝敏感電路——通過柔性或非剛性連接器與大系統(tǒng)相連。如果必須使用較大電路板，則應(yīng)在敏感元件周圍，在元件兩面或（最好）三面割些應(yīng)力消除切口，可極大地減少因電路板彎曲給元件帶來的應(yīng)力。

　　長期穩(wěn)定性

　　在考慮噪聲和溫度漂移的基礎(chǔ)上，還需考慮長期穩(wěn)定性。精密模擬IC雖然非常穩(wěn)定，但確實會發(fā)生長期老化變化。AD5791在125°C的長期穩(wěn)定性一般好于0.1 ppm/1000 小時。雖然老化不具累積性質(zhì)，但遵循平方根規(guī)則（若某個器件的老化速度為1 ppm/1000 小時，為√2 ppm/2000 小時，為√3 ppm/3000 小時等等）。一般地，溫度每降低25°C，時間就會延長10倍；因此，當工作溫度為85°C時，在10000小時的期間（約60星期），預(yù)計老化為0.1 ppm。以此外推，在10年期間，預(yù)計老化為0.32 ppm。即是說，當工作溫度為85°C時，在10年期間，數(shù)據(jù)手冊直流規(guī)格可能漂移0.32 ppm。

　　電路構(gòu)建和布局

　　在注重精度的電路中，精心考慮電源和接地回路布局有助于確保達到額定性能。在設(shè)計PCB時，應(yīng)采用模擬部分與數(shù)字部分相分離的設(shè)計，并限制在電路板的不同區(qū)域內(nèi)。如果DAC所在系統(tǒng)中有多個器件要求模數(shù)接地連接，則只能在一個點上進行連接。星形接地點盡可能靠近該器件。必須采用足夠大的10 μF電源旁路電容，與每個電源引腳上的0.1 μF電容并聯(lián)，并且盡可能靠近封裝，最好是正對著該器件。10 μF電容應(yīng)為鉭珠型電容。0.1 μF電容必須具有低有效串聯(lián)電阻（ESR）和低有效串聯(lián)電感（ESL），如高頻時提供低阻抗接地路徑的普通多層陶瓷型電容，以便處理內(nèi)部邏輯開關(guān)所引起的瞬態(tài)電流。各電源線路上若串聯(lián)一個鐵氧體磁珠，則可進一步防止高頻噪聲通過器件。

　　電源走線必須盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線路上的毛刺效應(yīng)。利用數(shù)字地將快速開關(guān)信號（如時鐘）屏蔽起來，以避免向電路板上的其他器件輻射噪聲，并且不得靠近基準輸入，也不得置于封裝之下。基準輸入上的噪聲必須降至最低，因為這種噪聲會被耦合至DAC輸出。避免數(shù)字信號與模擬信號交叉，電路板相反兩側(cè)上的走線應(yīng)彼此垂直，以減小電路板的饋通效應(yīng)。

　　基準電壓源

　　維持整個電路性能的是外部基準電壓源，其噪聲和溫度系數(shù)直接影響系統(tǒng)的絕對精度。為了充分發(fā)揮1 ppm AD5791數(shù)模轉(zhuǎn)換器的性能，基準元件和關(guān)聯(lián)元件應(yīng)具有與DAC不相上下的溫度漂移和噪聲規(guī)格。雖然離溫度漂移為0.05 ppm/°C的基準電壓源仍相去甚遠，但0.1 Hz 至10 Hz范圍噪聲低于1 μV p-p的1 ppm/°C和2 ppm/°C基準電壓源確實存在。

　　結(jié)論

　　隨著精密儀器儀表以及測試和計量應(yīng)用對精度的要求不斷提高，人們正在開發(fā)精度更高的元件，以滿足這些需求。此類器件具有1 ppm級精度規(guī)格，用戶無需進一步校準，而且簡單易用。然而，在設(shè)計這一精度級別的電路時，必須考慮多種現(xiàn)實環(huán)境因素和設(shè)計相關(guān)因素。精密電路性能的成功與否取決于對這些因素的考慮和理解是否到位，取決于選擇正確的元件。