現(xiàn)代的電子裝置設計須提供多個不同的直流（DC）電壓，導致內部電路須透過升壓與降壓方式轉換電壓，為裝置中負責不同功能單元供電；其中，在高效率DC-DC電源轉換設計方面，以電感為基礎的轉換拓撲，以及應用于各種開關的金屬氧化物半導體場效電晶體（MOSFET）已變得相當重要。

　　電感拓撲改善DC-DC轉換效率

　　以新一代小訊號MOSFET為例，具有低汲極（Drain）/源極（Source）導通電阻（RDSon）和良好的開關性能，并采用小型扁平封裝，開啟中功率開關模式DC-DC轉換的應用新領域。儘管高效率電源亦可采用整合型方案，但系統(tǒng)廠考量設計靈活性和成本，仍廣泛使用外部功率開關。

　　由于電荷幫浦等應用常受到低電流的限制，對高輸出功率和高效率電壓轉換器而言，最佳解決方案是采用電感拓撲，只須稍加改動便可實現(xiàn)升壓、降壓或升降壓轉換器。圖1是一個簡單的DC-DC降壓轉換器電路圖，相較于線性穩(wěn)壓器，該電路在理想元件應用中具有100%的轉換效能；不過，導通電阻不等于0歐姆（Ω），且電晶體開關將產(chǎn)生損耗與花費時間，電感因具有來自繞組導線的歐姆電阻，其磁芯也會增加損耗。

　　圖1 DC-DC降壓轉換器架構圖

　　磁芯損耗係來自磁場變化引起小磁域運動而造成的，核心材料的遲滯愈厲害，損耗相對提高；另渦流也會導致電感磁芯損耗，因磁場變化將形成電流環(huán)路，使鐵磁性材料變熱。對高頻開關來說，線路上的電流不再占據(jù)整個線路截面，反而偏向于貼近線路表面，這就是著名的集膚效應（Skin Effect），將增大電阻損耗。

　　此外，輸出電容具有剩余電阻，也會導致電能損耗和溫度上升，因二極體（Diode）最終會產(chǎn)生正向電壓損耗和反向電流損耗。在現(xiàn)實條件下，這些機制與實際情況會使DC-DC轉換器效率降至75？98%之間。

　　模擬與實作高效率DC-DC降壓設計

　　以圖1的DC-DC降壓設計為例，Q1為P通道MOSFET，做為高端開關用途，當MOSFET開啟時，L1電感上的電流線性增大：ΔIL=（ton/L1）×（VIN×VOUT）。假設VOUT恆定，開關打開時，電流持續(xù)流經(jīng)二極體D1，當正向電壓VF對地時，D1陰極為負，電流以線性方式下降，C2緩衝輸出電壓值愈大，漣波愈小。

　　圖2則表示SPICE（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）模擬，高端開關整合P通道MOSFET，電源V1對其供電，電感值則選定為68μH，輸出電壓采用10μF電容進行濾波；蕭特基二極體（Schottky Diode）D1做為續(xù)流二極體。此外，N通道驅動器MOSFET Q2則透過3.3伏特（V）高位準（V2）方波發(fā)生器，從而實現(xiàn)開關動作。本例中，開關頻率為100kHz，并在輸出端連接一個10歐姆的負載電阻。

　　圖2 DC-DC降壓轉換器SPICE模擬圖

　　圖3係模擬結果，當Q1開啟時，流經(jīng)電感的電流IL1表現(xiàn)出線性增大，開關節(jié)點電壓VSW幾乎等于輸入電壓；當Q1關閉時，流經(jīng)電感的電流下降，開關號轉為300毫伏特負電壓，即蕭特基二極體的正向電壓，輸出電流為叁角波形的平均值，約為330毫安培（mA），輸出電壓VOUT在大約3.25伏特處保持穩(wěn)定。

　　圖3 DC-DC降壓轉換器電流、開關節(jié)點及輸出電壓模擬數(shù)據(jù)

　　該例中，電流在整個開關週期內流經(jīng)電感，這種模式稱為DC-DC轉換器的持續(xù)模式，輸出電壓計算公式如公式1、2；電感電壓計算方法如公式3：

　　VL=L×（dIL/dt）。。。。。。（1）

　　VL=L×（ΔIL/Δt）。。。。。。（2）

　　ΔIL=VL/L×Δt.。。。。。（3）

　　電感儲存的電量則以公式4表示：

　　E=L/2×I2.。。。。。（4）

　　對于開關關閉時的靜態(tài)模式而言，電感增加的電量須等于開關打開時損耗的電量，忽略開關和二極體正向電壓的RDSon損耗，即可得出計算ΔIL的公式5：

　　ΔIL=VIN–VOUT）×ton=VOUT×toff

　　VOUT/VIN=ton/（ton+toff）= ton/T.。。。。。（5）

　　其中，T為週期時間，工作週期為D=ton/T、VOUT=VIN×D；本例中，VOUT= 4.5V×（7.2/10）=3.24V。極端情況下，若工作週期為1，則開關始終關閉且輸出電壓等于輸入電壓；工作週期小于1，則輸出電壓的下降多少取決于工作週期係數(shù)D。

　　此時，電流漣波如公式6所示：

　　ΔIL=（VIN–VOUT）/L×ton.。。。。。（6）

　　本例的數(shù)值為ΔIL=（4.5V–3.24V）/ 68μH×7.2μs=133mA。

　　電感拓撲可輕易變換升/降壓設計

　　事實上，以電感為基礎的DC-DC降壓轉換器，只須稍為更改拓撲結構，降壓轉換器亦可成為升壓轉換器。如圖4為一個簡單的DC-DC升壓轉換器拓撲，若低端MOSFET Q1關閉，則電感上的電流會增大，可由公式7計算：

　　圖4 DC-DC升壓轉換器架構圖

　　ΔIL=VIN×ton.。。。。。（7）

　　由于陽極接地且陰極連接至C2的正電壓VOUT，二極體D1以反相模式驅動，若開關關閉，則電流IL繼續(xù)流經(jīng)D1至輸出；若轉換器在靜態(tài)模式下工作，則可根據(jù)公式8、9、10計算：

　　ΔIL=VIN/L×ton=（VOUT–VIN）/L×toff.。。（8）

　　VIN×ton=（VOUT–VIN）×toff 。。。。。（9）

　　VOUT=VIN×（ton/toff+1）。。。。。。（10）

　　工作週期為D=ton/T；T=ton+toff。

　　等式的極端情況表示當D=0，即電晶體從未開啟時，輸出電壓等于輸入電壓。這時須考慮無損耗元件，意味著二極體無正向電壓，且電感無繞組歐姆電阻和先前討論的額外損耗機制。若D接近1，則輸出電壓將快速上升，這對于安全運行將有重大影響，因為高工作週期會造成MOSFET汲極電壓偏高。

　　圖5表示SPICE模擬，低端開關整合采用SOT23封裝的N通道MOSFET及蕭特基二極體，轉換器開關采用100kHz控制訊號，工作週期為0.5。至于圖6表示模擬結果，其中的曲線2代表輸出電壓，對理想元件而言，由于工作週期為0.5，輸出電壓將等于輸入的兩倍。

　　圖5 DC-DC升壓轉換器SPICE模擬圖

　　圖6 DC-DC升壓轉換器電流、電壓模擬數(shù)據(jù)

　　實際上，二極體的正向電壓會降低輸出電壓，曲線1表示N通道MOSFET的汲極電壓VD，其在接地電壓和VD（最大值）之間切換，可由公式11表示：

　　VD（max）=VIN×1/（1–D）+VF 。。。（11）

　　在本模擬案例中，工作週期D=0.5，VD（max）=2×VIN+VF。

　　小訊號MOSFET提高電路轉換效率

　　類似DC-DC降壓轉換器的設計，若將蕭特基二極體替換為MOSFET，同樣可提高升壓轉換器的效能，在開關週期的電流相位中開啟。圖7表示同步DC-DC升壓轉換器的拓撲，其應用印刷電路板（PCB）架構中，采用整合恩智浦（NXP）小訊號MOSFET的DC-DC降壓轉換器，因該MOSFET以SOT457、SOT23、SOT223和DFN2020MD-6（SOT1220）等小型表面組裝元件（SMD）技術封裝，將可提供極低的導通電阻及良好開關性能。

　　圖7 同步DC-DC降壓轉換器架構圖

　　該印刷電路板拓撲亦采用凌力爾特（Linear Technology）的控制器，以兩個N通道MOSFET構成開關層級，為讓高端開關能通過電感連接節(jié)點，直達輸入電源，必須進一步使用高于輸入電壓本身的控制電壓。

　　此一額外的電壓用于上級MOSFET的閘極控制，通過電荷幫浦產(chǎn)生，電容C25連接至開關節(jié)點、開關后的輸出，并通過蕭特基二極體連接穩(wěn)定電壓INTVCC（接腳12）；INTVCC由內部5伏特低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）提供。

　　當?shù)投碎_關打開時，電容通過二極體充電，本例中，C25的一端接地，若Q2關閉、Q1打開，則充電后的電容連接至VIN，在接腳BOOST（接腳14）處，可測量電壓VIN+INTVCC–VF（二極體的正向電壓）。儘管此一升壓設計可正確驅動高端開關，但對于電荷幫浦而言，使用低電流蕭特基二極體便已足夠。

　　該設計采用的控制器還整合0.8伏特精密基準電壓源，用于輸出電壓調節(jié)。降壓轉換器的輸出返回至FB接腳。由R41+ R39和R38組成的電阻分壓器調節(jié)輸出電壓，可由公式12計算：

　　VOUT=0.8V×（1+（R41+R39）/R38）。。。（12）

　　假設控制器以恆定頻率工作，在高電流情況下可輕鬆控制DC-DC降壓轉換器的輸出電壓，但于低電流情況下對控制要求則升高，須大幅調整工作週期，或將控制器轉換為另一種控制模式，如高負載模式。該控制器有強制連續(xù)、高負載和脈衝跳躍叁種工作模式；其中，高負載模式具有高效率優(yōu)點，但漣波更大且電磁干擾（EMI）嚴重，最合適的模式須取決于終端應用的規(guī)格和需求。

　　可編程設計的開關頻率范圍為250k？ 750kHz，頻率由電阻R30決定，控制器也可將內部振盪器與外部時鐘源同步（MODE/PLLIN，接腳1）。該模式下，RC網(wǎng)路須與接腳2（FREQ）相連，做為鎖相迴路（PLL）濾波器。

　　掌握電壓/電流漣波設計　中功率DC-DC轉換效率增

　　DC-DC轉換器有多種應用，具備外部MOSFET級的降壓轉換器控制器拓撲常用于運算和消費性電子產(chǎn)品中。新一代系統(tǒng)單晶片（SoC）解決方案須用到許多獨立的電源電壓，以提供主機板、筆記型電腦、平板裝置、電視或機上盒（STB）等裝置優(yōu)異的電源管理方案。

　　由于電源範圍最高可達數(shù)百瓦，最低僅數(shù)瓦，在桌上型電腦中，DC-DC轉換器須提供高達100安培的電流和130瓦功率，開關級MOSFET採用無損封裝（LFPAK）或QFN 5×6封裝的趨勢也逐漸盛行，一般筆電和小筆電的功率需求相對較小，功耗範圍為18~55瓦。開關MOSFET主要採用SO-8和QFN 3×3封裝。電視、機上盒或平板電腦等消費性電子的應用，功耗要求為7~15瓦。

　　對于中等功率範圍而言，目前可用QFN 3×3、QFN 2×2或SOT457等具有更小封裝的小訊號MOSFET來替代SO-8。為達到所需的電流漣波，須仔細選擇用于降壓轉換器的電感值。電流漣波更大，則輸出電壓漣波也更大；漣波增加，則電感更小、輸入電壓更高，若開關頻率降低，則將進一步增大。

　　ΔIL可由下列公式13算出：

　　ΔIL=VIN/L×ton=VOUT/L×toff.。。（13）

　　其中，T=ton+toff=1/f

　　得到公式14：

　　ΔIL=（VOUT/L）×（1–VOUT/VIN）×1/f.。。（14）

　　此時表示L=（VOUT/ΔIL）×（1–VOUT/VIN）×1/f。在極端情況下，電路會以連續(xù)模式的極限運行，電流在再次增大之前會完全降為零，可得出公式15： ΔIL=2×I（均值）。。。。。。（15）

　　代換ΔIL后，L=VOUT×（1–VOUT/VIN）/2×I（均值）×f

　　實際上，漣波電流ΔIL一般約為最大電流的30%，輸出電壓的漣波不僅取決于電感和ΔIL，還與輸出電容的電容值有關，電容愈大，漣波愈小。圖8為流入電容的電流波形圖，無損耗電容的計算方式如公式16：

　　圖8 電容電流與時間的關係示意圖

　　。。。。。。（16）

　　對于t0至t1，IC=ΔIL/ton×t；對于t1至t2，IC=ΔIL/toff×t。

　　電容漣波電壓如公式17所示：

　　。。。。。。（17）

　　當T=ton+toff=1/f時，可進一步得出公式18：

　　VC_ripple=ΔIL/（C×8×f）。。。。。。（18）

　　此外，實際電容須考慮等效串聯(lián)電阻（ESR），因此可得出公式19：

　　VC_ripple=ΔIL×（ESR+1（8×F×Cout））？（19）

　　做為開關的MOSFET則須考慮兩個損耗過程，一個是歐姆損耗，由剩余導通電阻RDSon造成；第二個損耗產(chǎn)生于開關瞬變。由于MOSFET并非理想的電源開關，從關閉到開啟狀態(tài)（或開啟到關閉）仍存有短暫的導通時間。

　　RDSon損耗也稱I2R損耗，可通過公式20計算（lout表示RMS值）：

　　。。。。。。（20）

　　其工作週期為D=ton/T，項數(shù)1+δ包含與MOSFET的RDSon有關的溫度。δ典型值為δ=（0.005/℃）×（Tj–25℃）

　　低端開關則與其相似，由于當高端開關關閉時，同步MOSFET接通，因此I2R損耗可由公式21計算：

　　。。。。。。（21）

　　汲極電流/電壓影響MOSFET開關性能

　　至于轉變損耗，僅高端開關受此機制影響，塬因在于所採用的續(xù)流二極體（圖8中的D1）已接通，它將同步MOSFET上的電壓降至較小的正向電壓VF，若電路不含續(xù)流二極體，則情形有所不同。MOSFET的RDSon損耗須計入本體二極體的損耗，若不使用續(xù)流蕭特基二極體，則效率通常受較高的VF和本體二極體反向恢復時間的影響。

　　圖9表示MOSFET開關性能的測試電路，包含閘極至源極CGS、汲極至閘極CDG的寄生電容。電流源IG為控制閘極，在源極另一個電流源與一個續(xù)流二極體并聯(lián)，隨后連接VSS，只要MOSFET為關閉狀態(tài)，電流便流經(jīng)該二極體。導通過程中，若電流源IG打開，CGS的電壓線性上升，直至達到閘極-源極閾值電壓VGS（th）。此時開始有汲極電流通過，表示MOSFET在t0階段依然處于關閉狀態(tài)。

　　圖9 MOSFET開關性能測試塬理圖

　　汲極電流在t1階段上升。同時閘極電壓上升，直至達到VGS（pl）。VGS（pl）通常稱為MOSFET的臺階電壓。它在資料手冊中一般不會明確提及，但可由塬理圖中的閘極電荷與閘極-源極電壓衍生出來，在詳細資料手冊中可找到。t0和t1階段過后，電荷為Q0=Vpl×（CGS+CDS）。

　　在下一個t2階段，汲極電壓下降，閘極-源極電壓VGS保持恆定，為VGS（pl）。電荷Q1以相反方向對CDS充電，Q1=VSS ×CDS。CDS有別于雙極電晶體，它與米勒電容類似，且對MOSFET的開關性能有巨大影響。在t3階段閘極電壓再次增大，直到達到所需的最大閘極電壓，此時電流源被截流。FET的RDSon進一步降低。閘極驅動器提供額外的電荷Q2如公式22所示：

　　Q2=（VGS（t4）–VGS（pl））×（CGS+CDS）。。。（22）

　　總電荷則為QG=Q0+Q1+Q2，對功率MOSFET而言，該電荷可輕易超過100nC，計算方式如公式23：

　　IG=QG/ts.。。。。。（23）

　　由此可見，閘極電流可經(jīng)計算達到開關時間ts，若須較短的轉換時間，就要使用強大的驅動器控制MOSFET，以保持較低的開關損耗。在t1階段，MOSFET具有完全的輸入電壓，此時汲極電流增加；在下一個t2階段，ID定而汲極-源極電壓VDS下降，主要開關損耗均產(chǎn)生于這兩個開關階段；而t3階段損耗極小，可忽略，RDSon下降到最小值，此時達到最終VGS電壓。

　　開啟時的開關損耗發(fā)生于t1和t2階段，最主要損耗發(fā)生在t2，此時MOSFET的閘極電壓保持在臺階電壓V（pl）。損耗可由公式24計算：

　　PSW（on）=VIN×I/2×（t3+t1）×1/T？（24）

　　轉換器的開關頻率為fSW=1/T，MOSFET的關斷特性與開啟時類似。總開關損耗可由公式25計算：

　　PSW=VIN×1/T×（Imin/2×ton+Imax/ 2×toff）。。。。。。（25）

　　開關時間將取決于驅動器的電流驅動能力和MOSFET的閘極電阻，假設開啟和關斷時的驅動電流相等，則開關時間為tSW=QG/Idrive

　　LTC3851 tSW可由公式26估算：

　　tSW=QG×Rdrive/（Vdrive–VGS（th））。。。（26）

　　控制器的Rdrive約為2歐姆，與其有關的電壓是驅動器電壓INTVCC–V（th）。

　　小訊號MOSFET轉換/散熱效率俱優(yōu)

　　顯而易見，小訊號MOSFET適合中等功率DC-DC轉換，若閘極-源極電壓為4.5伏特，可提供15毫歐姆的RDSon，對SOT457元件而言，這是非常小的電阻，可提供更優(yōu)異的電源轉換效率，再加上採用銅片引線框架，讓封裝尺寸縮小，亦可具有良好散熱性能。

　　圖10是一張熱成像照片，說明此一參考設計的DC-DC轉換器PCB的輸出電流為6安培，并將電壓從10伏特降為1.5伏特，由于工作週期低至0.15，低端開關比高端開關散發(fā)更大的熱量；而該元件的溫度約為80℃，可推斷結點溫度Tj通常比封裝表面高5？10℃，故本測試中，Tj低于90℃。

　　圖10 內建DC-DC轉換器的PCB熱成像照片

　　高效率中等功率DC-DC轉換器可採用小訊號MOSFET設計，P通道MOSFET作為高端開關，與蕭特基二極體共同組成簡單轉換器，其中，蕭特基二極體須具低正向電壓，採用緊湊型扁平功率封裝，若還須進一步提升效率，則要改採同步DC-DC轉換器。