歡迎來到電源設(shè)計(jì)小秘笈！ 隨著現(xiàn)在對(duì)更高效、 更低成本電源解決方案需求的強(qiáng)調(diào)，本文就各種電源管理課題提出一些對(duì)您有幫助的小技巧。無論您是從事電源業(yè)務(wù)多年還是剛剛步入電源領(lǐng)域，您都可以在這里找到一些極其有用的信息，以幫助您迎接下一個(gè)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

　　秘笈一 為您的電源選擇正確的工作頻率

　　為您的電源選擇最佳的工作頻率是一個(gè)復(fù)雜的權(quán)衡過程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常來說，低頻率設(shè)計(jì)往往是最為高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。雖然調(diào)高頻率可以縮小尺寸并降低成本，但會(huì)增加電路損耗。接下來，我們使用一款簡(jiǎn)單的降壓電源來描述這些權(quán)衡過程。

　　我們以濾波器組件作為開始。這些組件占據(jù)了電源體積的大部分，同時(shí)濾波器的尺寸同工作頻率成反比關(guān)系。另一方面，每一次開關(guān)轉(zhuǎn)換都會(huì)伴有能量損耗；工作頻率越高，開關(guān)損耗就越高，同時(shí)效率也就越低。其次，較高的頻率運(yùn)行通常意味著可以使用較小的組件值。因此，更高頻率運(yùn)行能夠帶來極大的成本節(jié)約。

　　圖1.1顯示的是降壓電源頻率與體積的關(guān)系。頻率為100 kHz時(shí)，電感占據(jù)了電源體積的大部分（深藍(lán)色區(qū)域）。如果我們假設(shè)電感體積與其能量相關(guān)，那么其體積縮小將與頻率成正比例關(guān)系。由于某種頻率下電感的磁芯損耗會(huì)極大增高并限制尺寸的進(jìn)一步縮小，因此在此情況下上述假設(shè)就不容樂觀了。如果該設(shè)計(jì)使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區(qū)域）便會(huì)隨頻率縮小，即所需電容降低。另一方面，之所以通常會(huì)選用輸入電容，是因?yàn)槠渚哂屑y波電流額定值。該額定值不會(huì)隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區(qū)域）往往可以保持恒定。另外，電源的半導(dǎo)體部分不會(huì)隨頻率而變化。這樣，由于低頻開關(guān)，無源器件會(huì)占據(jù)電源體積的大部分。當(dāng)我們轉(zhuǎn)到高工作頻率時(shí)，半導(dǎo)體（即半導(dǎo)體體積，淡藍(lán)色區(qū)域）開始占據(jù)較大的空間比例。

　　圖1.1 電源組件體積主要由半導(dǎo)體占據(jù)

　　該曲線圖顯示半導(dǎo)體體積本質(zhì)上并未隨頻率而變化，而這一關(guān)系可能過于簡(jiǎn)單化。與半導(dǎo)體相關(guān)的損耗主要有兩類：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的傳導(dǎo)損耗與 MOSFET 的裸片面積成反比關(guān)系。 MOSFET 面積越大， 其電阻和傳導(dǎo)損耗就越低。

　　開關(guān)損耗與MOSFET 開關(guān)的速度以及MOSFET 具有多少輸入和輸出電容有關(guān)。這些都與器件尺寸的大小相關(guān)。大體積器件具有較慢的開關(guān)速度以及更多的電容。圖1.2 顯示了兩種不同工作頻率 （F） 的關(guān)系。傳導(dǎo)損耗 （Pcon） 與工作頻率無關(guān)， 而開關(guān)損耗 （Psw F1 和Psw F2） 與工作頻率成正比例關(guān)系。 因此更高的工作頻率 （PswF2） 會(huì)產(chǎn)生更高的開關(guān)損耗。當(dāng)開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗相等時(shí)，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著工作頻率提高，總損耗將更高。

　　但是， 在更高的工作頻率下， 最佳裸片面積較小， 從而帶來成本節(jié)約。 實(shí)際上，在低頻率下，通過調(diào)整裸片面積來最小化損耗會(huì)帶來極高成本的設(shè)計(jì)。但是，轉(zhuǎn)到更高工作頻率后， 我們就可以優(yōu)化裸片面積來降低損耗， 從而縮小電源的半導(dǎo)體體積。這樣做的缺點(diǎn)是，如果我們不改進(jìn)半導(dǎo)體技術(shù)，那么電源效率將會(huì)降低。

　　圖1.2 提高工作頻率會(huì)導(dǎo)致更高的總體損耗

　　如前所述，更高的工作頻率可縮小電感體積；所需的內(nèi)層芯板會(huì)減少。更高頻率還可降低對(duì)于輸出電容的要求。有了陶瓷電容，我們就可以使用更低的電容值或更少的電容。這有助于縮小半導(dǎo)體裸片面積，進(jìn)而降低成本。

　　秘笈二 駕馭噪聲電源

　　無噪聲電源并非是偶然設(shè)計(jì)出來的。一種好的電源布局是在設(shè)計(jì)時(shí)最大程度的縮短實(shí)驗(yàn)時(shí)間。花費(fèi)數(shù)分鐘甚至是數(shù)小時(shí)的時(shí)間來仔細(xì)查看電源布局，便可以省去數(shù)天的故障排查時(shí)間。

　　圖2.1顯示的是電源內(nèi)部一些主要噪聲敏感型電路的結(jié)構(gòu)圖。 將輸出電壓與一個(gè)參考電壓進(jìn)行比較以生成一個(gè)誤差信號(hào)，然后再將該信號(hào)與一個(gè)斜坡相比較，以生成一個(gè)用于驅(qū)動(dòng)功率級(jí)的 PWM（脈寬調(diào)制）信號(hào)。

　　電源噪聲主要來自三個(gè)地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對(duì)這些節(jié)點(diǎn)進(jìn)行精心的電氣設(shè)計(jì)和物理設(shè)計(jì)有助于最大程度地縮短故障診斷時(shí)間。一般而言，噪聲會(huì)與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設(shè)計(jì)可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠(yuǎn)離所有開關(guān)波形。接地層也具有屏蔽作用。

　　圖 2.1 低電平控制電路的諸多噪聲形成機(jī)會(huì)

　　誤差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節(jié)點(diǎn)，因?yàn)槠渫ǔ＞哂凶疃嗟倪B接組件。如果將其與該級(jí)的極高增益和高阻抗相結(jié)合，后患無窮。在布局過程中，您必須最小化節(jié)點(diǎn)長(zhǎng)度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網(wǎng)絡(luò)中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其后。 并且， 串聯(lián)電阻-電容也可能形成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。 最理想的結(jié)果是， 將電阻靠近誤差放大器輸入端放置， 這樣， 如果高頻信號(hào)注入該電阻-電容節(jié)點(diǎn)時(shí)， 那么該高頻信號(hào)就不得不承受較高的電阻阻抗—而電容對(duì)高頻信號(hào)的阻抗則很小。

　　斜坡是另一個(gè)潛在的會(huì)帶來噪聲問題的地方。斜坡通常由電容器充電（電壓模式）生成，或由來自于電源開關(guān)電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是一個(gè)問題， 因?yàn)殡娙輰?duì)高頻注入信號(hào)的阻抗很小。 而電流斜坡卻較為棘手，因?yàn)榇嬖诹松仙呇胤逯?、相?duì)較小的斜坡振幅以及功率級(jí)寄生效應(yīng)。

　　圖2.2顯示了電流斜坡存在的一些問題。 第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產(chǎn)生的電流斜坡。比較器（根據(jù)其不同速度）具有兩個(gè)電壓結(jié)點(diǎn) （potential trippoints），結(jié)果是無序控制運(yùn)行，聽起來更像是煎熏肉的聲音。利用控制IC中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控制IC放置。 正如這兩種波形表現(xiàn)出來的那樣， 另一種常見的問題是次諧波振蕩。

　　這種寬－窄驅(qū)動(dòng)波形表現(xiàn)為非充分斜率補(bǔ)償。向當(dāng)前斜坡增加更多的電壓斜坡便可以解決該問題。

　　圖2.2 兩種常見的電流模式噪聲問題

　　盡管您已經(jīng)相當(dāng)仔細(xì)地設(shè)計(jì)了電源布局，但是您的原型電源還是存在噪聲。這該怎么辦呢？首先，您要確定消除不穩(wěn)定因素的環(huán)路響應(yīng)不存在問題。有趣的是，噪聲問題可能會(huì)看起來像是電源交叉頻率上的不穩(wěn)定。但真正的情況是該環(huán)路正以其最快響應(yīng)速度糾出注入誤差。同樣，最佳方法是識(shí)別出噪聲正被注入下列三個(gè)地方之一：誤差放大器、參考電壓或斜坡。您只需分步解決便可！

　　第一步是檢查節(jié)點(diǎn)，看斜坡中是否存在明顯的非線性，或者誤差放大器輸出中是否存在高頻率變化。如果檢查后沒有發(fā)現(xiàn)任何問題，那么就將誤差放大器從電路中取出， 并用一個(gè)清潔的電壓源加以代替。 這樣您應(yīng)該就能夠改變?cè)撾妷涸吹妮敵觯云椒€(wěn)地改變電源輸出。如果這樣做奏效的話，那么您就已經(jīng)將問題范圍縮小至參考電壓和誤差放大器了。

　　有時(shí)，控制IC中的參考電壓易受開關(guān)波形的影響。利用添加更多（或適當(dāng)）的旁路可能會(huì)使這種狀況得到改善。另外，使用柵極驅(qū)動(dòng)電阻來減緩開關(guān)波形也可能會(huì)有助于解決這一問題。如果問題出在誤差放大器上，那么降低補(bǔ)償組件阻抗會(huì)有

　　所幫助，因?yàn)檫@樣降低了注入信號(hào)的振幅。如果所有這些方法都不奏效，那么就從印刷電路板將誤差放大器節(jié)點(diǎn)去除。對(duì)補(bǔ)償組件進(jìn)行架空布線 （air wiring） 可以幫助我們識(shí)別出哪里有問題。

　　秘笈三 阻尼輸入濾波系列第一部分

　　開關(guān)調(diào)節(jié)器通常優(yōu)于線性調(diào)節(jié)器，因?yàn)樗鼈兏咝?，而開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)則十分依賴輸入濾波器。 這種電路元件與電源的典型負(fù)動(dòng)態(tài)阻抗相結(jié)合， 可以誘發(fā)振蕩問題。本文將闡述如何避免此類問題的出現(xiàn)。

　　一般而言，所有的電源都在一個(gè)給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。 圖3.1顯示的是一個(gè)開關(guān)電源的特征。 隨著電壓的下降，電流不斷上升。

　　圖3.1 開關(guān)電源表現(xiàn)出的負(fù)阻抗

　　負(fù)輸入阻抗

　　電壓-電流線呈現(xiàn)出一定的斜率， 其從本質(zhì)上定義了電源的動(dòng)態(tài)阻抗。 這根線的斜率等于負(fù)輸入電壓除以輸入電流。 也就是說， 由Pin=V?， 可以得出V=Pin/I； 并由此可得dV/dI=–Pin/I2或dV/dI≈–V/I。

　　該近似值有些過于簡(jiǎn)單，因?yàn)榭刂骗h(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應(yīng)。但是很多時(shí)候，當(dāng)涉及電流模式控制時(shí)這種簡(jiǎn)單近似值就已足夠了。

　　為什么需要輸入濾波器

　　開關(guān)調(diào)節(jié)器輸入電流為非連續(xù)電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會(huì)中斷系統(tǒng)的運(yùn)行。 大多數(shù)電源系統(tǒng)都集成了一個(gè)如圖3.2所示類型的濾波器。 電容為功率級(jí)的開關(guān)電流提供了一個(gè)低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個(gè)高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關(guān)電流最小化。在低頻率時(shí)，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時(shí)，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時(shí)，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時(shí)，電感和電容實(shí)質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現(xiàn)出較高的電阻。

　　大多數(shù)情況下，峰值電源阻抗可以通過首先確定濾波器 （Zo） 的特性阻抗來估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。 接下來， 對(duì)電容的等效串聯(lián)電阻 （ESR） 和電感的電阻求和。 這樣便得到電路的Q值。峰值電源阻抗大約等于Zo乘以電路的Q值。

　　圖3.2 諧振時(shí)濾波器的高阻抗和高阻性

　　振蕩

　　但是， 開關(guān)的諧振濾波器與電源負(fù)阻抗耦合后會(huì)出現(xiàn)問題。 圖3.3顯示的是在一個(gè)電壓驅(qū)動(dòng)串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個(gè)電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于無窮大。當(dāng)您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負(fù)電阻時(shí)，您也就會(huì)面臨一個(gè)類似的電源系統(tǒng)情況；這時(shí)，電路往往就會(huì)出現(xiàn)振蕩。

　　圖3.3 與其負(fù)阻抗耦合的開關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩

　　設(shè)計(jì)穩(wěn)定電源系統(tǒng)的秘訣是保證系統(tǒng)電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負(fù)載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達(dá)到這一目標(biāo)。

　　秘笈四 阻尼輸入濾波系列第二部分

　　控制源極阻抗

　　在“電源設(shè)計(jì)秘笈3”中， 我們討論了輸入濾波器的源極阻抗如何變得具有電阻性，以及其如何同開關(guān)調(diào)節(jié)器的負(fù)輸入阻抗相互作用。在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號(hào)相反從而構(gòu)成了一個(gè)振蕩器。業(yè)界通用的標(biāo)準(zhǔn)是輸入濾波器的源極阻抗應(yīng)至少比開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸入阻抗低6dB， 作為最小化振蕩概率的安全裕度。

　　輸入濾波器設(shè)計(jì)通常以根據(jù)紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（圖4.1所示CO）開始的。第二步通常包括根據(jù)系統(tǒng)的EMI要求選擇電感 （LO）。正如我們上個(gè)月討論的那樣，在諧振附近，這兩個(gè)組件的源極阻抗會(huì)非常高，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。 圖 1 描述了一種控制這種阻抗的方法， 其將串聯(lián)電阻 （RD） 和電容 （CD） 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個(gè)跨接 CO 的電阻，可以阻尼濾波器。但是，在大多數(shù)情況下，這樣做會(huì)導(dǎo)致功率損耗過高。另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個(gè)串聯(lián)連接的電感和電阻。

　　圖4.1 CD和RD阻尼輸出濾波器源極阻抗

　　選擇阻尼電阻

　　有趣的是，一旦選擇了四個(gè)其他電路組件，那么就會(huì)有一個(gè)阻尼電阻的最佳選擇。圖4.2 顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波器的輸出阻抗。紅色曲線表示過大的阻尼電阻。請(qǐng)思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會(huì)非常的高，且僅由CO和LO來設(shè)定。藍(lán)色曲線表示阻尼電阻過低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個(gè)電容和電感的并聯(lián)組合共同設(shè)置。綠色曲線代表最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計(jì)算方法（見參考文獻(xiàn) 1）就可以很輕松地得到該值。

　　圖4.2 在給定CD-CO比的情況下，有一個(gè)最佳阻尼電阻

　　選擇組件

　　在選擇阻尼組件時(shí)，圖4.3非常有用。該圖是通過使用RD Middlebrook建立的閉型解得到的。橫坐標(biāo)為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻尼濾波器典型阻抗 （ZO=（LO/CO）1/2） 的比。 縱坐標(biāo)值有兩個(gè)： 阻尼電容與濾波器電容 （N） 的比； 以及阻尼

　　電阻同該典型阻抗的比。 利用該圖， 首先根據(jù)電路要求來選擇LO和CO， 從而得到ZO。

　　隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 （6dB）。最小電源輸入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比， 您便可以計(jì)算得到一個(gè)橫坐標(biāo)值。例如，一個(gè)具有10μH電感和10μH 電容的濾波器具有Zo= （10μH/10μF）1/2=1Ohm 的典型阻抗。 如果它 正對(duì) 一個(gè) 12V 最 小輸 入的 12W 電 源進(jìn) 行濾 波， 那么 該電 源輸 入阻 抗將 為Z=V2/P=122/12=12Ohms。這樣，最大源極阻抗應(yīng)等于該值的二分之一，也即6Ohms。

　　現(xiàn)在，在6/1=6的X軸上輸入該圖，那么，CD/CO=0.1，即1μF，同時(shí)RD/ZO=3，也即3Ohms。

　　圖4.3 選取LO和CO后，便可從最大允許源極阻抗范圍內(nèi)選擇CD和RD

　　秘笈五 降壓—升壓電源設(shè)計(jì)中降壓控制器的使用

　　電子電路通常都工作在正穩(wěn)壓輸出電壓下，而這些電壓一般都是由降壓穩(wěn)壓器來提供的。如果同時(shí)還需要負(fù)輸出電壓，那么在降壓—升壓拓?fù)渲芯涂梢耘渲孟嗤慕祲嚎刂破鳌Ｘ?fù)輸出電壓降壓—升壓有時(shí)稱之為負(fù)反向，其工作占空比為50%， 可提供相當(dāng)于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動(dòng)調(diào)節(jié)占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來維持穩(wěn)壓。

　　圖 5.1顯示了一款精簡(jiǎn)型降壓—升壓電路，以及電感上出現(xiàn)的開關(guān)電壓。這樣一來該電路與標(biāo)準(zhǔn)降壓轉(zhuǎn)換器的相似性就會(huì)頓時(shí)明朗起來。實(shí)際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉(zhuǎn)換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器。這就是與降壓或同步降壓轉(zhuǎn)換器端相類似的地方，因?yàn)樵撾娐返倪\(yùn)行與降壓轉(zhuǎn)換器不同。

　　FET開關(guān)時(shí)出現(xiàn)在電感上的電壓不同于降壓轉(zhuǎn)換器的電壓。 正如在降壓轉(zhuǎn)換器中一樣， 平衡伏特-微秒 （V-μs） 乘積以防止電感飽和是非常必要的。 當(dāng)FET為開啟時(shí)（如圖 1 所示的ton間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點(diǎn)”側(cè)上的正電壓會(huì)引起電流斜坡上升， 這就帶來電感的開啟時(shí)間V-μs乘積。 FET 關(guān)閉 （toff）期間，電感的電壓極性必須倒轉(zhuǎn)以維持電流，從而拉動(dòng)點(diǎn)側(cè)為負(fù)極。電感電流斜坡下降， 并流經(jīng)負(fù)載和輸出電容， 再經(jīng)二極管返回。 電感關(guān)閉時(shí)V-μs乘積必須等于開啟時(shí)V-μs乘積。由于Vin和Vout不變，因此很容易便可得出占空比 （D） 的表達(dá)式：

　　D=Vout/（Vout “ Vin）。 這種控制電路通過計(jì)算出正確的占空比來維持輸出電壓穩(wěn)壓。

　　上述表達(dá)式和圖5.1所示波形均假設(shè)運(yùn)行在連續(xù)導(dǎo)電模式下。

　　圖 5.1 降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積

　　降壓 — 升壓電感必須工作在比輸出負(fù)載電流更高的電流下。其被定義為IL=I《SUBOUT《 sub》/（1-D），或只是輸入電流與輸出電流相加。對(duì)于和輸入電壓大小相等的負(fù)輸出電壓（D =0.5）而言，平均電感電流為輸出的2倍。

　　有趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會(huì)影響輸出電容的rms電流。典型的電容布局是在 +Vin 和 Gnd 之間，與之相反，輸入電容可以連接在 +Vin 和”V《SUBOUT《 sub》 之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 “Vout，因此 ”Vout上便形成了一個(gè)電容性分壓器。這就在控制器開始起作用以前， 在開啟時(shí)間的輸出上形成一個(gè)正峰值。 為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個(gè)比輸出電容要小得多的輸入電容， 請(qǐng)參見圖5.2所示的電路。輸入電容的電流在提供dc輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時(shí)最差。因此，選擇電容器時(shí)要多加注意，不要讓其ESR過高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓?fù)漭^為合適的選擇。

　　圖5.2 降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用

　　必須要選擇一個(gè)能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運(yùn)行期間還必須能夠承受得住Vin加Vout的電壓。FET和二極管還必須具有適用于這一電壓范圍的額定值。通過連接輸出接地的反饋電阻器可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)，這是由于控制器以負(fù)輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍改動(dòng)電路，降壓控制器便可在負(fù)輸出降壓—升壓拓?fù)渲衅鸬诫p重作用。

　　秘笈六 精確測(cè)量電源紋波

　　精確地測(cè)量電源紋波本身就是一門藝術(shù)。 在圖6.1所示的示例中， 一名初級(jí)工程師完全錯(cuò)誤地使用了一臺(tái)示波器。他的第一個(gè)錯(cuò)誤是使用了一支帶長(zhǎng)接地引線的示波器探針；他的第二個(gè)錯(cuò)誤是將探針形成的環(huán)路和接地引線均置于電源變壓器和開關(guān)元件附近；他的最后一個(gè)錯(cuò)誤是允許示波器探針和輸出電容之間存在多余電感。

　　該問題在紋波波形中表現(xiàn)為高頻拾取。在電源中，存在大量可以很輕松地與探針耦合的高速、大信號(hào)電壓和電流波形，其中包括耦合自電源變壓器的磁場(chǎng)，耦合自開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電場(chǎng)，以及由變壓器互繞電容產(chǎn)生的共模電流。

　　圖 6.1 錯(cuò)誤的紋波測(cè)量得到的較差的測(cè)量結(jié)果

　　利用正確的測(cè)量方法可以大大地改善測(cè)得紋波結(jié)果。首先，通常使用帶寬限制來規(guī)定紋波，以防止拾取并非真正存在的高頻噪聲。我們應(yīng)該為用于測(cè)量的示波器設(shè)定正確的帶寬限制。其次，通過取掉探針“帽”，并構(gòu)成一個(gè)拾波器（如圖6.2所示），我們可以消除由長(zhǎng)接地引線形成的天線。將一小段線纏繞在探針接地連接點(diǎn)周圍，并將該接地連接至電源。這樣做可以縮短暴露于電源附近高電磁輻射的端頭長(zhǎng)度，從而進(jìn)一步減少拾波。

　　最后，在隔離電源中，會(huì)產(chǎn)生大量流經(jīng)探針接地連接點(diǎn)的共模電流。這就在電源接地連接點(diǎn)和示波器接地連接點(diǎn)之間形成了壓降，從而表現(xiàn)為紋波。要防止這一問題的出現(xiàn)，我們就需要特別注意電源設(shè)計(jì)的共模濾波。另外，將示波器引線纏繞在鐵氧體磁心周圍也有助于最小化這種電流。這樣就形成了一個(gè)共模電感器，其在不影響差分電壓測(cè)量的同時(shí)， 還減少了共模電流引起的測(cè)量誤差。 圖6.2顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進(jìn)的測(cè)量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。

　　圖6.2 四個(gè)輕微的改動(dòng)便極大地改善了測(cè)量結(jié)果

　　實(shí)際上，集成到系統(tǒng)中以后，電源紋波性能甚至?xí)?。在電源和系統(tǒng)其他組件之間幾乎總是會(huì)存在一些電感。這種電感可能存在于布線中，抑或只有蝕刻存在于PWB上。另外，在芯片周圍總是會(huì)存在額外的旁路電容，它們就是電源的負(fù)載。 這二者共同構(gòu)成一個(gè)低通濾波器， 進(jìn)一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。 在極端情況下，電流短時(shí)流經(jīng)15nH電感和 10μF旁路電容的一英寸導(dǎo)體時(shí)，該濾波器的截止頻率為400kHz。這種情況下，就意味著高頻噪聲將會(huì)得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會(huì)在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗(yàn)豐富的工程師應(yīng)該能夠找到在其測(cè)試過程中如何運(yùn)用這種方法的途徑。

　　秘笈七 高效驅(qū)動(dòng)LED離線式照明

　　用切實(shí)可行的螺紋旋入式LED來替代白熾燈泡可能還需要數(shù)年的時(shí)間， 而在建筑照明中LED的使用正在不斷增長(zhǎng)， 其具有更高的可靠性和節(jié)能潛力。 同大多數(shù)電子產(chǎn)品一樣， 其需要一款電源來將輸入功率轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)ED可用的形式。 在路燈應(yīng)用中， 一種可行的配置是創(chuàng)建300V/0.35安培負(fù)載的80個(gè)串聯(lián)的LED。在選擇電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)，需要制定隔離和功率因數(shù)校正 （PFC） 相關(guān)要求。隔離需要大量的安全權(quán)衡研究， 其中包括提供電擊保護(hù)需求和復(fù)雜化電源設(shè)計(jì)之間的對(duì)比權(quán)衡。在這種應(yīng)用中，LED上存在高壓， 一般認(rèn)為隔離是非必需的， 而PFC才是必需的， 因?yàn)樵跉W洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能，而這款產(chǎn)品正是針對(duì)歐洲市場(chǎng)推出的。

　　就這種應(yīng)用而言，有三種可選電源拓?fù)洌航祲和負(fù)洹⑥D(zhuǎn)移模式反向拓?fù)浜娃D(zhuǎn)移模式 （TM） 單端初級(jí)電感轉(zhuǎn)換器 （SEPIC） 拓?fù)?。?dāng)LED電壓大約為80伏特時(shí)，降壓拓?fù)淇梢苑浅Ｓ行У乇挥糜跐M足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負(fù)載電壓將無法再繼續(xù)使用降壓拓?fù)洹Ｄ敲?，此時(shí)較為折中的方法就是使用反向拓?fù)浜蚐EPIC拓?fù)洹EPIC 具有的優(yōu)點(diǎn)是，其可鉗制功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應(yīng)用中，可以獲得大約2%的效率提高。另外，SEPIC中的振鈴更少，從而使EMI濾波更容易。圖7.1 顯示了這種電源的原理圖。

　　圖7.1 轉(zhuǎn)移模式SEPIC發(fā)揮了簡(jiǎn)單LED驅(qū)動(dòng)器的作用

　　該電路使用了一個(gè)升壓TM PFC控制器來控制輸入電流波形。該電路以離線為 C6充電作為開始。 一旦開始工作， 控制器的電源就由一個(gè)SEPIC電感上的輔助繞組來提供。一個(gè)相對(duì)較大的輸出電容將LED紋波電流限定在DC電流的20%。補(bǔ)充說明一下，TM SEPIC中的AC 電通量和電流非常高， 需要漆包絞線和低損耗內(nèi)層芯板來降低電感損耗。

　　圖7.2和圖7.3顯示了與圖7.1中原理圖相匹配的原型電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。 與歐洲線路范圍相比， 其效率非常之高， 最高可達(dá)92%。 這一高效率是通過限制功率器件上的振鈴實(shí)現(xiàn)的。 另外， 正如我們從電流波形中看到的一樣， 在96%效率以上時(shí)功率因數(shù)非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線，而是在上升沿和下降沿呈現(xiàn)出一些斜度，這是電路沒有測(cè)量輸入電流而只對(duì)開關(guān)電流進(jìn)行測(cè)量的緣故。但是，該波形還是足以通過歐洲諧波電流要求的。

　　圖7.2 TM SEPIC具有良好的效率和高PFC效率

　　圖7.3 線路電流輕松地通過 EN61000-3-2 Class C標(biāo)準(zhǔn)

　　秘笈八 通過改變電源頻率來降低EMI性能

　　在測(cè)定EMI性能時(shí)， 您是否發(fā)現(xiàn)無論您采用何種方法濾波都依然會(huì)出現(xiàn)超出規(guī)范幾dB 的問題呢？有一種方法或許可以幫助您達(dá)到EMI性能要求，或簡(jiǎn)化您的濾波器設(shè)計(jì)。這種方法涉及了對(duì)電源開關(guān)頻率的調(diào)制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到寬帶的發(fā)射特征， 從而有效地衰減諧波峰值。 需要注意的是， 總體 EMI 性能并沒有降低，只是被重新分布了。利用正弦調(diào)制，可控變量的兩個(gè)變量為調(diào)制頻率 （fm） 以及您改變電源開關(guān)頻率 （Δf） 的幅度。調(diào)制指數(shù) （Β） 為這兩個(gè)變量的比：

　　圖8.1顯示了通過正弦波改變調(diào)制指數(shù)產(chǎn)生的影響。當(dāng)Β=0時(shí)，沒有出現(xiàn)頻移，只有一條譜線。 當(dāng)Β=1時(shí)， 頻率特征開始延伸， 且中心頻率分量下降了20%。 當(dāng)Β=2時(shí)， 該特征將進(jìn)一步延伸， 且最大頻率分量為初始狀態(tài)的60%。 頻率調(diào)制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。 Carson法則表明大部分能量都將被包含在2 * （Δf + fm）帶寬中。

　　圖8.1 調(diào)制電源開關(guān)頻率延伸了EMI特征

　　圖8.2顯示了更大的調(diào)制指數(shù)，并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。

　　圖8.2 更大的調(diào)制指數(shù)可以進(jìn)一步降低峰值EMI性能

????? 選取調(diào)制頻率和頻移是兩個(gè)很重要的方面。 首先， 調(diào)制頻率應(yīng)該高于EMI接收機(jī)帶寬， 這樣接收機(jī)才不會(huì)同時(shí)對(duì)兩個(gè)邊帶進(jìn)行測(cè)量。 但是， 如果您選取的頻率太高，那么電源控制環(huán)路可能無法完全控制這種變化，從而帶來相同速率下的輸出電壓變化。另外，這種調(diào)制還會(huì)引起電源中出現(xiàn)可聞噪聲。因此，我們選取的調(diào)制頻率一般不能高出接收機(jī)帶寬太多， 但要大于可聞噪聲范圍。 很顯然， 從圖8.2我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會(huì)影響到電源設(shè)計(jì)，意識(shí)到這一點(diǎn)非常重要。也就是說，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容還需要處理更低頻率運(yùn)行帶來的更大的紋波電流。

　　圖8.3對(duì)有頻率調(diào)制和無頻率調(diào)制的EMI性能測(cè)量值進(jìn)行了對(duì)比。此時(shí)的調(diào)制指數(shù)為4，正如我們預(yù)料的那樣，基頻下EMI性能大約降低了8dB。其他方面也很重要。

　　諧波被抹入 （smear into） 同其編號(hào)相對(duì)應(yīng)的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。 這種情況會(huì)在一些較高頻率下重復(fù)， 從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此， 這種方法可能并不適用于低噪聲系統(tǒng)。 但是， 通過增加設(shè)計(jì)裕度和最小化EMI

　　濾波器成本，許多系統(tǒng)都已受益于這種方法。

　　圖8.3 改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限

　　秘笈九 估算表面貼裝半導(dǎo)體的溫升

　　過去估算半導(dǎo)體溫升十分簡(jiǎn)單。您只需計(jì)算出組件的功耗，然后采用冷卻電路電模擬即可確定所需散熱片的類型?，F(xiàn)在出于對(duì)尺寸和成本因素的考慮，人們渴望能夠去除散熱片，這就使得這一問題復(fù)雜化了。貼裝在散熱增強(qiáng)型封裝中的半導(dǎo)體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖9.1所示， 熱量經(jīng)過一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線路板 （PWB）。然后，熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，并通過自然對(duì)流經(jīng)電路板表面擴(kuò)散到周圍的環(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是PWB中的銅含量以及用于對(duì)流導(dǎo)熱的表面面積。

　　圖9.1 熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，然后從 PWB 表面擴(kuò)散至周圍環(huán)境

?????? 半導(dǎo)體產(chǎn)品說明書通常會(huì)列出某種PWB結(jié)構(gòu)下結(jié)點(diǎn)至周圍環(huán)境的熱阻。這就是說，設(shè)計(jì)人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計(jì)算出溫升情況。但是，如果設(shè)計(jì)并沒有具體的結(jié)構(gòu)，或者如果需要進(jìn)一步降低熱阻，那么就會(huì)出現(xiàn)許多問題。

　　圖9.2所示為熱流問題的簡(jiǎn)化電模擬， 我們可據(jù)此深入分析。 IC電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對(duì)該電路求解，其提供了對(duì)溫度的模擬。從結(jié)點(diǎn)至貼裝面存在熱阻，同時(shí)遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周圍環(huán)境的電阻共同形成一個(gè)梯形網(wǎng)絡(luò)。這種模型假設(shè)1）電路板為垂直安裝，2）無強(qiáng)制對(duì)流或輻射制冷，所有熱流均出現(xiàn)在電路板的銅中，3）在電路板兩側(cè)幾乎沒有溫差。

　　圖9.2 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算

　　圖9.3所示為增加PWB中的銅含量對(duì)提高熱阻的影響。將 1.4 mils銅（雙面，半盎司） 增加到8.4 mils（ 4層 ，1.5盎司） ， 就有可能將熱阻提高3倍。 圖中兩條曲線：一條表示熱流進(jìn)入電路板、 直徑為0.2英寸的小尺寸封裝； 另一條表示熱流進(jìn)入電路板、 直徑為0.4英寸的大尺寸封裝。 這兩條曲線均適用于9平方英寸的PWB。 這兩條曲線均同標(biāo)稱數(shù)據(jù)緊密相關(guān)，同時(shí)都有助于估算改變產(chǎn)品說明書電路板結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數(shù)據(jù)時(shí)需要多加謹(jǐn)慎，其假設(shè)9平方英寸PWB內(nèi)沒有其他功耗，而實(shí)際上并非如此。

　　圖9.3 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算

　　秘笈十 輕松估計(jì)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)

　　本篇電源設(shè)計(jì)小貼士介紹了一種通過了解控制帶寬和輸出濾波器電容特性估算電源瞬態(tài)響應(yīng)的簡(jiǎn)單方法。該方法充分利用了這樣一個(gè)事實(shí)，即所有電路的閉環(huán)輸出阻抗均為開環(huán)輸出阻抗除以 1 加環(huán)路增益，或簡(jiǎn)單表述為：

　　圖10.1以圖形方式說明了上述關(guān)系，兩種阻抗均以dB-Ω或20*log ［Z］為單位。在開環(huán)曲線上的低頻率區(qū)域內(nèi)，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當(dāng)輸出電容和電感發(fā)生諧振時(shí)，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等效串聯(lián)電阻 （ESR） 以及等效串聯(lián)電感 （ESL）。將開環(huán)阻抗除以1加環(huán)路增益即可計(jì)算得出閉環(huán)輸出阻抗。

　　由于該圖形以對(duì)數(shù)表示，即簡(jiǎn)單的減法，因此在增益較高的低頻率區(qū)域阻抗會(huì)大大降低；在增益較少的高頻率區(qū)域閉環(huán)和開環(huán)阻抗基本上是一樣的。在此需要說明如下要點(diǎn)：1）峰值環(huán)路阻抗出現(xiàn)在電源交叉頻率附近，或出現(xiàn)在環(huán)路增益等于1（或0dB） 的地方； 以及2） 在大部分時(shí)間里， 電源控制帶寬都將會(huì)高于濾波器諧振，因此峰值閉環(huán)阻抗將取決于交叉頻率時(shí)的輸出電容阻抗。

　　圖10.1閉環(huán)輸出阻抗峰值Zout出現(xiàn)在控制環(huán)路交叉頻率處

　　一旦知道了峰值輸出阻抗，就可通過負(fù)載變動(dòng)幅度與峰值閉環(huán)阻抗的乘積來輕松估算瞬態(tài)響應(yīng)。有幾點(diǎn)注意事項(xiàng)需要說明一下，由于低相位裕度會(huì)引起峰化，因此實(shí)際的峰值可能會(huì)更高些。 然而， 就快速估計(jì)而言， 這種影響可以忽略不計(jì) ［1］ 。第二個(gè)需要注意的事項(xiàng)與負(fù)載變化幅度上升有關(guān)。如果負(fù)載變化幅度變化緩慢較低），則響應(yīng)取決于與上升時(shí)間有關(guān)的低頻率區(qū)域閉環(huán)輸出阻抗；如果負(fù)載變化幅度變化極為快速， 則輸出阻抗將取決于輸出濾波器ESL。 如果確實(shí)如此， 則可能需要更多的高頻旁通。最后，就極高性能的系統(tǒng)而言，電源的功率級(jí)可能會(huì)限制響應(yīng)時(shí)間，即電感器中的電流可能不能像控制環(huán)路期望的那樣快速響應(yīng)，這是因?yàn)殡姼泻褪┘拥碾妷簳?huì)限制電流轉(zhuǎn)換速率。

　　下面是一個(gè)如何使用上述關(guān)系的示例。 問題是根據(jù)200kHz開關(guān)電源10amp變化幅度允許范圍內(nèi)的50mV 輸出變化挑選一個(gè)輸出電容。所允許的峰值輸出阻抗為：

　　Zout=50mV/10 amps或5毫歐。這就是最大允許輸出電容ESR。接下來就是建立所需的電容。 幸運(yùn)的是， ESR和電容均為正交型， 可單獨(dú)處理。 一個(gè)高 （Aggressive） 電源控制環(huán)路帶寬可以是開關(guān)頻率的1/6或30 kHz。于是在30 kHz 時(shí)輸出濾波電容就需要一個(gè)不到5毫歐的電抗， 或高于1000uF的電容。 圖10.2顯示了在5毫歐ESR、 1000uF電容以及30kHz 電壓模式控制條件時(shí)這一問題的負(fù)載瞬態(tài)仿真。就校驗(yàn)這一方法是否有效的10amp負(fù)載變動(dòng)幅度而言，輸出電壓變化大約為52mV。

　　圖 10.2 仿真校驗(yàn)估計(jì)負(fù)載瞬態(tài)性能

　　秘笈十一 解決電源電路損耗問題

　　您是否曾詳細(xì)計(jì)算過設(shè)計(jì)中的預(yù)計(jì)組件損耗，結(jié)果卻發(fā)現(xiàn)與實(shí)驗(yàn)室測(cè)量結(jié)果有較大出入呢？本電源設(shè)計(jì)小貼士介紹了一種簡(jiǎn)便方法，以幫助您消除計(jì)算結(jié)果與實(shí)際測(cè)量結(jié)果之間的差異。該方法基于泰勒級(jí)數(shù)展開式，其中規(guī)定（在賦予一定自由條件下）任何函數(shù)都可分解成一個(gè)多項(xiàng)式，如下所示：

?????? 如果意識(shí)到電源損耗與輸出電流相關(guān) （可用輸出電流替換X） ， 那么系數(shù)項(xiàng)就能很好地與不同來源的電源功率損耗聯(lián)系起來。例如，ao代表諸如柵極驅(qū)動(dòng)、偏壓電源和磁芯的固定開銷損耗以及功率晶體管Coss充電與放電之類的損耗。這些損耗與輸出電流無關(guān)。第二項(xiàng)相關(guān)聯(lián)的損耗a1直接與輸出電流相關(guān)，其典型表現(xiàn)為輸出二極管損耗和開關(guān)損耗。在輸出二極管中，大多數(shù)損耗是由于結(jié)電壓引起的，因此損耗會(huì)隨著輸出電流成比例地增加。

　　類似地，開關(guān)損耗可通過輸出電流關(guān)聯(lián)項(xiàng)與某些固定電壓的乘積近似得出。第三項(xiàng)很容易被識(shí)別為傳導(dǎo)損耗。 其典型表現(xiàn)為 FET 電阻、 磁性布線電阻和互聯(lián)電阻中的損耗。高階項(xiàng)可能在計(jì)算非線性損耗（如磁芯損耗）時(shí)有用。只有在考慮前三項(xiàng)情況下才能得出有用結(jié)果。

　　計(jì)算三項(xiàng)系數(shù)的一種方法是測(cè)量三個(gè)工作點(diǎn)的損耗并成矩陣求解結(jié)果。如果損耗測(cè)量結(jié)果其中一項(xiàng)是在無負(fù)載的工況下得到 （即所有損耗均等于第一項(xiàng)系數(shù)a0） ，那么就能簡(jiǎn)化該解決方法。隨后問題簡(jiǎn)化至容易求解的兩個(gè)方程式和兩個(gè)未知數(shù)。一旦計(jì)算出系數(shù)，即可構(gòu)建出類似于圖11.1、顯示三種損耗類型的損耗曲線。該曲線在消除測(cè)量結(jié)果和計(jì)算結(jié)果之間的偏差時(shí)大有用處，并且有助于確定能夠提高效率的潛在區(qū)域。例如，在滿負(fù)載工況下，圖 1中的損耗主要為傳導(dǎo)損耗。為了提高效率，就需要降低 FET 電阻、電感電阻和互聯(lián)電阻。

　　圖11.1：功率損耗組件與二次項(xiàng)系數(shù)相匹配

　　實(shí)際損耗與三項(xiàng)式之間的相關(guān)性非常好。圖11.2對(duì)同步降壓穩(wěn)壓器的測(cè)量數(shù)據(jù)與曲線擬合數(shù)據(jù)進(jìn)行了對(duì)比。我們知道，在基于求解三個(gè)聯(lián)立方程組的曲線上將存在三個(gè)重合點(diǎn)。對(duì)于曲線的剩余部分，兩個(gè)曲線之間的差異小于2%。由于工作模式（如連續(xù)或非連續(xù)）不同、脈沖跳頻或變頻運(yùn)行等原因，其他類型的電源可能很難以如此匹配。 這種方法并非絕對(duì)可靠， 但是有助于電源設(shè)計(jì)人員理解實(shí)際電路損耗情況。

　　圖11.2 前三個(gè)損耗項(xiàng)提供了與測(cè)量值良好的相關(guān)性

　　秘笈十二 電源效率最大化

　　在《電源設(shè)計(jì)秘笈11》中，我們討論了如何利用泰勒級(jí)數(shù) （Taylor series） 查找電源中的損耗源。在本篇電源設(shè)計(jì)秘笈中，我們將討論如何使用相同的級(jí)數(shù)最大化特定負(fù)載電流的電源效率。在《電源設(shè)計(jì)秘笈11》中，我們建議使用如下輸出電流函數(shù)來計(jì)算電源損耗：

　　下一步是利用上述簡(jiǎn)單表達(dá)式，并將其放入效率方程式中：

　　這樣，輸出電流的效率就得到了優(yōu)化（具體論證工作留給學(xué)生去完成）。這種優(yōu)化可產(chǎn)生一個(gè)有趣的結(jié)果。當(dāng)輸出電流等于如下表達(dá)式時(shí)，效率將會(huì)最大化。

?????? 需要注意的第一件事是，a1項(xiàng)對(duì)效率達(dá)到最大時(shí)的電流不產(chǎn)生影響。這是由于它與損耗相關(guān)，而上述損耗又與諸如二極管結(jié)點(diǎn)的輸出電流成比例關(guān)系。因此，當(dāng)輸出電流增加時(shí)，上述損耗和輸出功率也會(huì)隨之增加，并且對(duì)效率沒有影響。需要注意的第二件事是，最佳效率出現(xiàn)在固定損耗和傳導(dǎo)損耗相等的某個(gè)點(diǎn)上。這就是說， 只要控制設(shè)置a0和a2值的組件， 便能夠獲得最佳效率。 還是要努力減小a1的值，并提高效率?？刂圃擁?xiàng)所得結(jié)果對(duì)所有負(fù)載電流而言均相同，因此如其他項(xiàng)一樣沒有出現(xiàn)最佳效率。a1項(xiàng)的目標(biāo)是在控制成本的同時(shí)達(dá)到最小化。

　　表1概括總結(jié)了各種電源損耗項(xiàng)及其相關(guān)損耗系數(shù)， 該表提供了一些最佳化電源效率方面的折中方法。例如，功率MOSFET導(dǎo)通電阻的選擇會(huì)影響其柵極驅(qū)動(dòng)要求及Coss損耗和潛在的緩沖器損耗。低導(dǎo)通電阻意味著，柵極驅(qū)動(dòng)、Coss和緩沖器損耗逆向增加。因此，您可通過選擇 MOSFET 來控制a0和a2。

　　表1 損耗系數(shù)及相應(yīng)的電源損耗

　　代數(shù)式下一位將最佳電流代回到效率方程式中，解得最大效率為：

　　需要最小化該表達(dá)式中的最后兩項(xiàng)， 以最佳化效率。 a1 項(xiàng)很簡(jiǎn)單， 只需對(duì)其最小化即可。末尾項(xiàng)能夠?qū)崿F(xiàn)部分優(yōu)化。如果假設(shè) MOSFET 的 Coss 和柵極驅(qū)動(dòng)功率與其面積相關(guān)， 同時(shí)其導(dǎo)通電阻與面積成反比， 則可以為它選擇最佳面積 （和電阻） 。

　　圖12.1顯示了裸片面積的優(yōu)化結(jié)果。裸片面積較小時(shí)，MOSFET的導(dǎo)通電阻變?yōu)樾氏拗破?。隨著裸片面積增加，驅(qū)動(dòng)和Coss損耗也隨之增加，

　　圖12.1 調(diào)節(jié) MOSFET 裸片面積來最小化滿負(fù)載功率損耗

　　圖12.2是圍繞圖12.1最佳點(diǎn)的三種可能設(shè)計(jì)效率圖。圖中分別顯示了三種設(shè)計(jì)的正常裸片面積。輕負(fù)載情況下，較大面積裸片的效率會(huì)受不斷增加的驅(qū)動(dòng)損耗影響，而在重負(fù)載條件下小尺寸器件因高傳導(dǎo)損耗而變得不堪重負(fù)。這些曲線代表裸片面積和成本的三比一變化，注意這一點(diǎn)非常重要。正常芯片面積設(shè)計(jì)的效率只比滿功率大面積設(shè)計(jì)的效率稍低一點(diǎn)，而在輕載條件下（設(shè)計(jì)常常運(yùn)行在這種負(fù)載條件下）則更高

　　圖 12.2 效率峰值出現(xiàn)在滿額定電流之前

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